Полумостовой драйвер как проверить
Недавно один знакомый попросил меня помочь с проблемой. Он занимается разработкой LED ламп, попутно ими приторговывая. У него скопилось некоторое количество ламп, работающих неправильно. Внешне это выражается так – при включении лампа вспыхивает на короткое время (менее секунды) на секунду гаснет и так повторяется бесконечно. Он дал мне на исследование три таких лампы, я проблему решил, неисправность оказалась очень интересной (прямо в стиле Эркюля Пуаро) и я хочу рассказать о пути поиска неисправности.
LED лампа выглядит вот так:
Рис 1. Внешний вид разобранной LED лампы
Разработчик применил любопытное решение – тепло от работающих светодиодов забирается тепловой трубкой и передается на классический алюминиевый радиатор. По словам автора, такое решение позволяет обеспечить правильный тепловой режим для светодиодов, минимизируя тепловую деградацию и обеспечивая максимально возможный срок службы диодов. Попутно увеличивается срок службы драйвера питания диодов, так как плата драйвера оказывается вынесенной из теплового контура и температура платы не превышает 50 градусов Цельсия.
Такое решение – разделить функциональные зоны излучения света, отвода тепла и генерации питающего тока – позволило получить высокие эксплуатационные характеристики лампы по надежности, долговечности и ремонтопригодности.
Минус таких ламп, как ни странно, прямо вытекает из ее плюсов – долговечная лампа не нужна производителям :). Историю о сговоре производителей ламп накаливания о максимальном сроке службы в 1000 часов все помнят?
Ну и не могу не отметить характерный внешний вид изделия. Мой «госконтроль» (жена) не разрешил мне ставить эти лампы в люстру, где они видны.
Вернемся к проблемам драйвера.
Вот так выглядит плата драйвера:
Рис 2. Внешний вид платы LED драйвера со стороны поверхностного монтажа
И с обратной стороны:
Рис 3. Внешний вид платы LED драйвера со стороны силовых деталей
Изучение ее под микроскопом позволило определить тип управляющей микросхемы – это MT7930. Это микросхема контроля обратноходового преобразователя (Fly Back), обвешанная разнообразными защитами, как новогодняя елка – игрушками.
В МТ7930 встроены защиты:
• от превышения тока ключевого элемента
• понижения напряжения питания
• повышения напряжения питания
• короткого замыкания в нагрузке и обрыва нагрузки.
• от превышения температуры кристалла
Декларирование защиты от короткого замыкания в нагрузке для источника тока носит скорее маркетинговый характер :)
Принципиальной схемы на именно такой драйвер добыть не удалось, однако поиск в сети дал несколько очень похожих схем. Наиболее близкая приведена на рисунке:
Рис 4. LED Driver MT7930. Схема электрическая принципиальная
Анализ этой схемы и вдумчивое чтение мануала к микросхеме привело меня к выводу, что источник проблемы мигания – это срабатывание защиты после старта. Т.е. процедура начального запуска проходит (вспыхивание лампы – это оно и есть), но далее преобразователь выключается по какой-то из защит, конденсаторы питания разряжаются и цикл начинается заново.
Внимание! В схеме присутствуют опасные для жизни напряжения! Не повторять без должного понимания что вы делаете!
Для исследования сигналов осциллографом надо развязать схему от сети, чтобы не было гальванического контакта. Для этого я применил разделительный трансформатор. На балконе в запасах были найдены два трансформатора ТН36 еще советского производства, датированные 1975 годом. Ну, это вечные устройства, массивные, залитые полностью зеленым лаком. Подключил по схеме 220 – 24 – 24 -220. Т.е. сначала понизил напряжение до 24 вольт (4 вторичных обмотки по 6.3 вольта), а потом повысил. Наличие нескольких первичных обмоток с отводами дало мне возможность поиграть с разными напряжениями питания – от 110 вольт до 238 вольт. Такое решение конечно несколько избыточно, но вполне пригодно для одноразовых измерений.
Рис 5. Фото разделительного трансформатора
Из описания старта в мануале следует, что при подаче питания начинает заряжаться конденсатор С8 через резисторы R1 и R2 суммарным сопротивлением около 600 ком. Два резистора применены из требований безопасности, чтобы при пробое одного ток через эту цепь не превысил безопасного значения.
Итак, конденсатор по питанию медленно заряжается (это время порядка 300-400 мс) и когда напряжение на нем достигает уровня 18,5 вольт – запускается процедура старта преобразователя. Микросхема начинает генерировать последовательность импульсов на ключевой полевой транзистор, что приводит к возникновению напряжения на обмотке Na. Это напряжение используется двояко – для формирования импульсов обратной связи для контроля выходного тока (цепь R5 R6 C5) и для формирования напряжения рабочего питания микросхемы (цепь D2 R9). Одновременно в выходной цепи возникает ток, который и приводит к зажиганию лампы.
Почему же срабатывает защита и по какому именно параметру?
Первое предположение
Срабатывание защиты по превышению выходного напряжения?
Для проверки этого предположения я выпаял и проверил резисторы в цепи делителя (R5 10 ком и R6 39 ком). Не выпаивая их не проверить, поскольку через обмотку трансформатора они запараллелены. Элементы оказались исправны, но в какой-то момент схема заработала!
Я проверил осциллографом формы и напряжения сигналов во всех точках преобразователя и с удивлением убедился, что все они – полностью паспортные. Никаких отклонений от нормы…
Дал схеме поработать часок – все ОК.
А если дать ей остыть? После 20 минут в выключенном состоянии не работает.
Очень хорошо, видимо дело в нагреве какого-то элемента?
Но какого? И какие же параметры элемента могут уплывать?
В этой точке я сделал вывод, что на плате преобразователя имеется какой-то элемент, чувствительный к температуре. Нагрев этого элемента полностью нормализует работу схемы.
Что же это за элемент?
Второе предположение
Подозрение пало на трансформатор. Проблема мыслилась так – трансформатор из-за неточностей изготовления (скажем на пару витков недомотана обмотка) работает в области насыщения и из-за резкого падения индуктивности и резкого нарастания тока срабатывает защита по току полевого ключа. Это резистор R4 R8 R19 в цепи стока, сигнал с которого подается на вывод 8 (CS, видимо Current Sense) микросхемы и используется для цепи ОС по току и при превышении уставки в 2.4 вольта отключает генерацию для защиты полевого транзистора и трансформатора от повреждений. На исследуемой плате стоит параллельно два резистора R15 R16 с эквивалентным сопротивлением 2,3 ома.
Но насколько я знаю, параметры трансформатора при нагреве ухудшаются, т.е. поведение системы должно быть другим – включение, работа минут 5-10 и выключение. Трансформатор на плате весьма массивный и тепловая постоянная у него ну никак не менее единиц минут.
Может, конечно в нем есть короткозамкнутый виток, который исчезает при нагреве?
Перепайка трансформатора на гарантированно исправный была в тот момент невозможна (не привезли еще гарантированно рабочую плату), поэтому оставил этот вариант на потом, когда совсем версий не останется :). Плюс интуитивное ощущение – не оно. Я доверяю своей инженерной интуиции.
К этому моменту я проверил гипотезу о срабатывании защиты по току, уменьшив резистор ОС по току вдвое припайкой параллельно ему такого же – это никак не повлияло на моргание лампы.
Значит, с током полевого транзистора все нормально и превышения по току нет. Это было хорошо видно и по форме сигнала на экране осциллографа. Пик пилообразного сигнала составлял 1,8 вольта и явно не достигал значения в 2,4 вольта, при котором микросхема выключает генерацию.
К изменению нагрузки схема также оказалась нечувствительна – ни подсоединение второй головки параллельно, ни переключение прогретой головы на холодную и обратно ничего не меняло.
Третье предположение
Я исследовал напряжение питания микросхемы. При работе в штатном режиме все напряжения были абсолютно нормальными. В мигающем режиме тоже, насколько можно было судить по формам сигналов на экране осциллографа.
По прежнему, система мигала в холодном состоянии и начинала нормально работать при прогреве ножки трансформатора паяльником. Секунд 15 погреть – и все нормально заводится.
Прогрев микросхемы паяльником ничего не давал.
И очень смущало малое время нагрева… что там может за 15 секунд измениться?
В какой-то момент сел и методично, логически отсек все гарантированно работающее. Раз лампа загорается — значит цепи запуска исправны.
Раз нагревом платы удается запустить систему и она часами работает — значит и силовые системы исправны.
Остывает и перестает работать — что-то зависит от температуры…
Трещина на плате в цепи обратной связи? Остывает и сжимается, контакт нарушается, нагревается, расширяется и контакт восстанавливается?
Пролазил тестером холодную плату — нет обрывов.
Что же еще может мешать переходу от режима запуска в рабочий режим.
От полной безнадеги интуитивно припаял параллельно электролитическому конденсатору 10 мкф на 35 вольт по питанию микросхемы такой же.
И тут наступило счастье. Заработало!
Замена конденсатора 10 мкф на 22 мкф полностью решило проблему.
Вот он, виновник проблемы:
Рис 6. Конденсатор с неправильной емкостью
Теперь стал понятен механизм неисправности. Схема имеет две цепи питания микросхемы. Первая, запускающая, медленно заряжает конденсатор С8 при подаче 220 вольт через резистор в 600 ком. После его заряда микросхема начинает генерировать импульсы для полевика, запуская силовую часть схемы. Это приводит к генерации питания для микросхемы в рабочем режиме на отдельной обмотке, которое поступает на конденсатор через диод с резистором. Сигнал с этой обмотки также используется для стабилизации выходного тока.
Пока система не вышла в рабочий режим — микросхема питается запасенной энергией в конденсаторе. И ее не хватало чуть-чуть — буквально пары-тройки процентов.
Падения напряжения оказалось достаточно, чтобы система защиты микросхемы срабатывала по пониженному питанию и отключала все. И цикл начинался заново.
Отловить эту просадку напряжения питания осциллографом не получалось — слишком грубая оценка. Мне казалось, что все нормально.
Прогрев же платы увеличивал емкость конденсатора на недостающие проценты — и энергии уже хватало на нормальный запуск.
Понятно, почему только некоторая часть драйверов отказала при полностью исправных элементах. Сыграло роль причудливое сочетание следующих факторов:
• Малая емкость конденсатора по питанию. Положительную роль сыграл допуск на емкость электролитических конденсаторов (-20% +80%), т.е. емкости номиналом 10 мкф в 80% случаев имеют реальную емкость около 18 мкф. Со временем емкость уменьшается из-за высыхания электролита.
• Положительная температурная зависимость емкости электролитических конденсаторов от температуры. Повышенная температура на месте выходного контроля — достаточно буквально пары-тройки градусов и емкости хватает для нормального запуска. Если предположить, что на месте выходного контроля было не 20 градусов, а 25-27, то этого оказалось достаточно для практически 100% прохождения выходного контроля.
Производитель драйверов сэкономил конечно, применив емкости меньшего номинала по сравнению с референс дизайн из мануала (там указано 22 мкф) но свежие емкости при повышенной температуре и с учетом разброса +80% позволили партию драйверов сдать заказчику. Заказчик получил вроде бы работающие драйверы, которые со временем стали отказывать по непонятной причине. Интересно было бы узнать – инженеры производителя учли особенности поведения электролитических конденсаторов при повышении температуры и естественный разброс или это получилось случайно?
Во-первых, в данном переводе могут быть серьёзные проблемы с переводом терминов, я не занимался электротехникой и схемотехникой достаточно, но всё же что-то знаю; также я пытался перевести всё максимально понятно, поэтому не использовал такие понятия, как бутсрепный, МОП-транзистор и т.п. Во-вторых, если орфографически сейчас уже сложно сделать ошибку (хвала текстовым процессорам с указанием ошибок), то ошибку в пунктуации сделать довольно-таки просто.
И вот по этим двум пунктам прошу пинать меня в комментариях как можно сильнее.
Теперь поговорим уже больше о теме статьи — при всём многообразии статей о построении различных транспортных средств наземного вида (машинок) на МК, на Arduino, на , само проектирование схемы, а тем более схемы подключения двигателя не описывается достаточно подробно. Обычно это выглядит так:
— берём двигатель
— берём компоненты
— подсоединяем компоненты и двигатель
— …
— PROFIT!1!
Но для построения более сложных схем, чем для простого кручения моторчика с ШИМ в одну сторону через L239x, обычно требуется знание о полных мостах (или H-мостах), о полевых транзисторах (или MOSFET), ну и о драйверах для них. Если ничто не ограничивает, то можно использовать для полного моста p-канальные и n-канальные транзисторы, но если двигатель достаточно мощный, то p-канальные транзисторы придётся сначала обвешивать большим количеством радиаторов, потом добавлять кулеры, ну а если совсем их жалко выкидывать, то можно попробовать и другие виды охлаждения, либо просто использовать в схеме лишь n-канальные транзисторы. Но с n-канальными транзисторами есть небольшая проблема — открыть их «по-хорошему» подчас бывает довольно сложно.
Поэтому я искал что-нибудь, что мне поможет с составлением правильной схемы, и я нашёл статью в блоге одного молодого человека, которого зовут Syed Tahmid Mahbub. Этой статьёй я и решил поделится.
Во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи верхнего уровня. Также во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи как и верхнего, так и нижнего уровней. Например, в мостовых схемах. В неполных мостовых схемах у нас есть 1 MOSFET верхнего уровня и 1 MOSFET нижнего уровня. В полных мостовых схемах мы имеем 2 MOSFETа верхнего уровня и 2 MOSFETа нижнего уровня. В таких ситуациях нам понадобится использовать драйвера как высокого, так и низкого уровней вместе. Наиболее распространённым способом управления полевыми транзисторами в таких случаях является использование драйвера ключей нижнего и верхнего уровней для MOSFET. Несомненно, самым популярным микросхемой-драйвером является IR2110. И в этой статье/учебнике я буду говорить о именно о нём.
Давайте для начала взглянем на блок-схему, а также описание и расположение контактов:
Рисунок 1 — Функциональная блок-схема IR2110
Рисунок 2 — Распиновка IR2110
Рисунок 3 — Описание пинов IR2110
Также стоит упомянуть, что IR2110 выпускается в двух корпусах — в виде 14-контактного PDIP для выводного монтажа и 16-контактного SOIC для поверхностного монтажа.
Теперь поговорим о различных контактах.
VCC — это питание нижнего уровня, должно быть между 10В и 20В. VDD — это логическое питание для IR2110, оно должно быть между +3В и +20В (по отношению к VSS). Фактическое напряжение, которое вы выберете для использования, зависит от уровня напряжения входных сигналов. Вот график:
Рисунок 4 — Зависимость логической 1 от питания
Обычно используется VDD равное +5В. При VDD = +5В, входной порог логической 1 немного выше, чем 3В. Таким образом, когда напряжение VDD = +5В, IR2110 может быть использован для управления нагрузкой, когда вход «1» выше, чем 3 (сколько-то) вольт. Это означает, что IR2110 может быть использован почти для всех схем, так как большинство схем, как правило, имеют питание примерно 5В. Когда вы используете микроконтроллеры, выходное напряжение будет выше, чем 4В (ведь микроконтроллер довольно часто имеет VDD = +5В). Когда используется SG3525 или TL494 или другой ШИМ-контроллер, то, вероятно, придётся их запитывать напряжением большим, чем 10В, значит на выходах будет больше, чем 8В, при логической единице. Таким образом, IR2110 может быть использован практически везде.
Вы также можете снизить VDD примерно до +4В, если используете микроконтроллер или любой чип, который даёт на выходе 3.3В (например, dsPIC33). При проектировании схем с IR2110, я заметил, что иногда схема не работает должным образом, когда VDD у IR2110 был выбран менее + 4В. Поэтому я не рекомендую использовать VDD ниже +4В. В большинстве моих схем уровни сигнала не имеют напряжение меньше, чем 4В как «1», и поэтому я использую VDD = +5V.
Если по каким-либо причинам в схеме уровень сигнала логической «1» имеет напряжение меньшее, чем 3В, то вам нужно использовать преобразователь уровней/транслятор уровней, он будет поднимать напряжение до приемлемых пределов. В таких ситуациях я рекомендую повышение до 4В или 5В и использование у IR2110 VDD = +5В.
Теперь давайте поговорим о VSS и COM. VSS это земля для логики. COM это «возврат низкого уровня» — в основном, заземление низкого уровня драйвера. Это может выглядеть так, что они являются независимыми, и можно подумать что, пожалуй, было бы возможно изолировать выходы драйвера и сигнальную логику драйвера. Тем не менее, это было бы неправильно. Несмотря на то что внутренне они не связаны, IR2110 является неизолированным драйвером, и это означает, что VSS и COM должны быть оба подключены к земле.
HIN и LIN это логические входы. Высокий сигнал на HIN означает, что мы хотим управлять верхним ключом, то есть на HO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал на HIN означает, что мы хотим отключить MOSFET верхнего уровня, то есть на HO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в HO, высокий или низкий, считается не по отношению к земле, а по отношению к VS. Мы скоро увидим, как усилительные схемы (диод + конденсатор), используя VCC, VB и VS, обеспечивают плавающее питания для управления MOSFETом. VS это плавающий возврат питания. При высоком уровне, уровень на HO равен уровню на VB, по отношению к VS. При низком уровне, уровень на HO равнен VS, по отношению к VS, фактически нулю.
Высокий сигнал LIN означает, что мы хотим управлять нижним ключом, то есть на LO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал LIN означает, что мы хотим отключить MOSFET нижнего уровня, то есть на LO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в LO считается относительно земли. Когда сигнал высокий, уровень в LO такой же как и в VCC, относительно VSS, фактически земля. Когда сигнал низкий, уровень в LO такой же как и в VSS, относительно VSS, фактически нуль.
SD используется в качестве контроля останова. Когда уровень низкий, IR2110 включен — функция останова отключена. Когда этот вывод является высоким, выходы выключены, отключая управление IR2110.
Теперь давайте взглянем на частые конфигурации с IR2110 для управления MOSFETами как верхних и нижних ключей — на полумостовые схемы.
Рисунок 5 — Базовая схема на IR2110 для управления полумостом
D1, C1 и C2 совместно с IR2110 формируют усилительную цепь. Когда LIN = 1 и Q2 включен, то C1 и С2 заряжаются до уровня VB, так как один диод расположен ниже +VCC. Когда LIN = 0 и HIN = 1, заряд на C1 и С2 используется для добавления дополнительного напряжения, VB в данном случае, выше уровня источника Q1 для управления Q1 в конфигурации верхнего ключа. Достаточно большая ёмкость должна быть выбрана у C1 для того чтобы её хватило для обеспечения необходимого заряда для Q1, чтобы Q1 был включён всё это время. C1 также не должен иметь слишком большую ёмкость, так как процесс заряда будет проходить долго и уровень напряжения не будет увеличиваться в достаточной степени чтобы сохранить MOSFET включённым. Чем большее время требуется во включённом состоянии, тем большая требуется ёмкость. Таким образом меньшая частота требует большую ёмкость C1. Больший коэффициент заполнения требует большую ёмкость C1. Конечно есть формулы для расчёта ёмкости, но для этого нужно знать множество параметров, а некоторые из них мы может не знать, например ток утечки конденсатора. Поэтому я просто оценил примерную ёмкость. Для низких частот, таких как 50Гц, я использую ёмкость от 47мкФ до 68мкФ. Для высоких частот, таких как 30-50кГц, я использую ёмкость от 4.7мкФ до 22мкФ. Так как мы используем электролитический конденсатор, то керамический конденсатор должен быть использован параллельно с этим конденсатором. Керамический конденсатор не обязателен, если усилительный конденсатор — танталовый.
D2 и D3 разряжают затвор MOSFETов быстро, минуя затворные резисторы и уменьшая время отключения. R1 и R2 это токоограничивающие затворные резисторы.
+MOSV может быть максимум 500В.
+VCC должен идти с источника без помех. Вы должны установить фильтрующие и развязочные конденсаторы от +VCC к земле для фильтрации.
Давайте теперь рассмотрим несколько примеров схем с IR2110.
Рисунок 6 — Схема с IR2110 для высоковольтного полумоста
Рисунок 7 — Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с независимым управлением ключами (кликабельно)
На рисунке 7 мы видим IR2110, использованный для управления полным мостом. В ней нет ничего сложного и, я думаю, уже сейчас вы это понимаете. Также тут можно применить достаточно популярное упрощение: HIN1 мы соединяем с LIN2, а HIN2 мы соединяем с LIN1, тем самым мы получаем управление всеми 4 ключами используя всего 2 входных сигнала, вместо 4, это показано на рисунке 8.
Рисунок 8 — Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с управлением ключами двумя входами (кликабельно)
Рисунок 9 — Схема с IR2110 как высоковольтного драйвера верхнего уровня
На рисунке 9 мы видим IR2110 использованный как драйвер верхнего уровня. Схема достаточно проста и имеет такую же функциональность как было описано выше. Есть вещь которую нужно учесть — так как мы больше не имеем ключа нижнего уровня, то должна быть нагрузка подключённая с OUT на землю. Иначе усилительный конденсатор не сможет зарядится.
Рисунок 10 — Схема с IR2110 как драйвера нижнего уровня
Рисунок 11 — Схема с IR2110 как двойного драйвера нижнего уровня
Я видел как на многих форумах, люди бьются с проектированием схем на IR2110. У меня тоже было много трудностей прежде чем я cмог уверенно и последовательно строить успешные схемы драйвера на IR2110. Я попытался объяснить применение и использование IR2110 довольно тщательно, попутно всё объясняя и используя большое количество примеров, и я надеюсь, что это поможет вам в ваших начинаниях с IR2110.
Доброе время суток!
Делаю проект по запитке аккустического предусилителя и столкнулся с проблемой.
Не работает как надо микросхема IR2111S - драйвер полумоста.
Проблемы следующего характера:
1. Для перевода драйвера из состояния LOW в HIGH не хватает +5V, я долго не мог понять в чём проблема т.к. управления драйвером уменя осуществляется через ТТЛ, пока не обрезал дорожку идущую ко 2 выводу драйвера и не подал на неё +12V. Начал выяснять в чём проблема и обнаружил в даташите, что напряжение на 2 выводе (IN) для состояния HIGH должно быть равным VCC. Получается, что подавать на VCC нужно всётаки +5V. Тогда какое напряжение должно быть на VB в моём случае, что-бы обеспечить полноценное открытие транзисторов?
2. При текущей схеме подключения когда я подаю +12V на 2 выводе (IN) происходит не полное открытие полевика VT1 и со второго разъёма удаётся снять напряжение не больше 8 вольт, это разумеется не нормально. Кроме того происходит утечка и буквально через минуту после подачи "1" на вывод IN, начинает просаживаться напряжение на разъёме X2 до 6V. С чем это связано?
Вобщем нужна помощь по доработке текущей схемы, желательно в схеме ничего координально не менять кроме обвязки драйвера и поливиков.
Последний раз редактировалось Chiper Вт июн 11, 2013 14:10:45, всего редактировалось 1 раз.
Непонятно наличие конденсатора С5, ошибка в схеме?
У вас на вход IN U3 приходит импульсный сигнал с частотой хотя бы 50-100Гц?
И в самом деле ошибка, ну убрать лишнее проще чем долепить недостающее
На входе у меня устойчивое логическое состояние, управление дёргает 2 ногу драйвера U3 крайне редко, даже в самых непредсказуемых ситуациях частота изменения лог.состояния не превысит 1Гц.
Попробую сегодня подать на драйвер +5 на VCС, может удастся согласовать логические уровни и без дополнительного транзистора на входе. Вот только по пункут 2 я так и не понял из-за чего возникает данный косяк, неужели из-за конденсатора С5, который постепенно накапливал заряд и открывал полевик VT2, тем самым создавал просадку по напряжению на землю?
Сборка печатных плат от $30 + БЕСПЛАТНАЯ доставка по всему миру + трафарет
Ну-ну, попробуйте
из-за чего возникает данный косяк, неужели из-за конденсатора С5, который постепенно накапливал заряд и открывал полевик VT2,
А сколько времени по вашему способен держаться заряд на С4?
На десятки Герц туда обычно ставят емкость 10-100мкФ.
Эти микросхемы не расчитаны на редкие переключения. Чтобы понять почему, надо почитать такой документ:
На вебинаре были представлены линейка компонентов для электропитания и интерфейсные модули. Мы рассмотрели популярные группы изолированных и неизолированных (PoL) DC/DC-преобразователей последних поколений, новые компактные модульные источники питания, устанавливаемые на печатную плату (открытые и корпусированные), источники питания, монтируемые как на шасси (в кожухе и открытые), так и на DIN-рейку.
В общем мужики, изучил как работает данный драйвер и пришёл к очень хитрому схемотехническому решению которое позволит согласовать уровеи и в то-же время открывать полевик полностью VT1 и без "просадок" связанных со спецификой работы драйвера на низких частотах.
Для начала расскажу как работает IR2111S:
Вот я и подумал, а почему-бы не поменять местами выводы LO и HO, в таком случае микросхема будет работать как мне и надо (полностью открывать транзистор VT1). Кроме того, все простые схемы согласования логических уровней являются инвертирующими. Вот я и решил убить двух зайцев одним выстрелом.
Как вы считаете, будет-ли работать данная схема или я намудрил с выводом Vs и из-за этого работать не будет? И какие должны быть сопротивления резисторов R4 и R5 для оптимальной работы транзистора BC847 учитывая, что вывод IN подтянут к земле резистором внутри микросхемы ~470 Ом.
Горит просто ппц, завтра утром уже нужно предоставить рабочее устройство на "макете".
Последний раз редактировалось Starichok51 Чт июн 13, 2013 10:11:55, всего редактировалось 1 раз. |
удалил слишком большие рисунки из текста |
Встраиваемые ИП LM(F) производства MORNSUN заслуженно ценятся производителями во всем мире, поскольку среди широчайшего ассортимента продукции компании можно найти источник питания для любых задач. Представители семейств LM и LMF различаются по мощности и выходному напряжению, их технические и эксплуатационные характеристики подходят для эксплуатации в любых электрических сетях и работают в широком диапазоне условий окружающей среды. Неизменными остаются высокое качество и демократичная цена.
какие должны быть сопротивления резисторов R4 и R5 для оптимальной работы транзистора BC847 учитывая, что вывод IN подтянут к земле резистором внутри микросхемы ~470 Ом
Судя по графику Figure 23A Logic “1” Input Current vs Temperature там подтяжка десятки килоом. Поэтому резисторы выбираем единицы килоом.
Так я для этого и хочу поменять 4 и 7 ноги микросхемы местами Подтяжка к земле на длительное время мне как раз таки и не надо, а этот драйвер как раз к земле подтягивает нормально.
Можно как-нибудь подключить драйвер по тому принципу, что я предложил?
Как работают полевые и биполярные транзисторы я знаю прекрасно, просто тут подключение немного не стандартное.
Хорошо, попробую объяснить на пальцах.
Полевой транзистор - это полупроводник, имеющий канал и затвор(управляющий электрод). От величины напряжения на затворе зависит сопротивление канала и макс. ток, который он может пропустить через себя. Чтобы открыть N-канальный транзистор, на затвор надо подать положительное напряжение(+5. +15V) относительно истока.
Допустим вам надо открыть транзитор VT1. Когда он откроется, то замкнет выводы исток-сток, их потенциалы уровняются и станут +25V по вашей схеме относительно земляной шины. Т.о. чтобы держать транзистор в открытом состоянии на затвор надо постоянно давать напряжение больше, чем на истоке: 25+5=30V минимум относительно земляной шины.
Микросхемы IR21xx решают вопрос повышенного напряжения с помощью Bootstrap-преобразователя, являющегося разновидностью преобразователя на переключаемых конденсаторах. Но чтобы этот преобразователь заработал, нужно чтобы нижний полевик(VT2) периодически замыкался на землю. Если это невозможно, то используют отдельный изолированный источник питания(трансформатор).
В тех случаях, когда и это невозможно, используют P-канальные транзисторы.
Хорошо, попробую объяснить на пальцах.
Допустим вам надо открыть транзитор VT1. Когда он откроется, то замкнет выводы исток-сток, их потенциалы уровняются и станут +25V по вашей схеме относительно земляной шины. Т.о. чтобы держать транзистор в открытом состоянии на затвор надо постоянно давать напряжение больше, чем на истоке: 25+5=30V минимум относительно земляной шины.
Понятно, таким образом получается нечто не подобии ШИМа на выходе, вот только на выходе мне нужно постоянно потдерживать сигнал без таких вот пульсаций, да и управления у меня устроено на TTL-логике, вполне возможно что если я буду с определённой частатой постоянно дёргать ногу IN через AND то у меня потеряется функция "защиты" реализованная на базе датчика тока и 555 таймера. А этого-бы не очень хотелось.
Есть тогда ещё такой вариант, а что если подтягивать +25 через биполярный транзистор, который в свою очередь будет коммутироваться от драйвера (вывода HO)? Ну или синтезировать ключ с биполярника + полевика
Последний раз редактировалось Chiper Ср июн 12, 2013 22:57:04, всего редактировалось 2 раз(а).
Как его подключить в моём случае? (Прошу прощения за мою безграмотность, признаю в полевиках я плаваю. До этого сталкивался с полевиками только в теории)
Мужики, ну не молчите. Нужен хоть какой-то выход со сложившегося геморроя - нужно открыть ключ (полевик, биполярник, e.t.c.) с потерями не более 3-4%, причём от имеющегося драйвера, без включений в схему дополнительных трансформаторов и специфических импульсных источников.
Что-бы окончательно не доколечить имеющийся прототип перепайкой вылетевших в результате эксперементов ключей/драйвера/логики вытравил по быстрому переходник под IR2111S + транзистором для согласования лог.уровней на котором буду сейчас производить отладку, пока не добьюсь необходимого результата, которого я пытаюсь добиться уже не первый день
P.S. уже слишком поздно что-бы изменить всю концепцию в целом и переделать управление ключами, элементы уже закупленны под серийку и не очень хорошо будет, если эти ~100 драйверов останутся не задействованы. Такой вот вообщем косяк на этапе разработки и отладки выявился Докупить мелочёвку в виде транзисторов, на место VT1 + транзистор для согласования уровней + обвязку к ним менее проблематично. Да и под рукой сейчас есть только то что есть + домашний запас рассыпухи и биполярников разной мощности.
Решил свою проблему, позже выложу схему.
Всё работает как часы, ничего не греется. Помог биполярный транзистор через который удалось подтянуть достаточное для полного открытия полевика напряжение
Раз проблема решилось - хорошо.
На будущее вот материал:
С переключаемым кондером
Примерно тоже самое из аппноута
С Р-канальным полевиком
Для нормального открытия требует, чтобы потенциал истока был выше потенциала земли. Может использоваться например для заряда АКБ. Стабилитрон и коллекторный резистор можно исключить если разность потенциалов не превышают допустимого напряжения на затворе.
И еще.
Эти костыли лепят, когда нельзя размыкать минус.
Если минус размыкать можно, то проблема надуманная.
Провели испытание данной схемы под полной нагрузкой с подключенным ВЧ оборудованием, в общем коммутация работает как надо и никаких лишних шумов и наводок при работе данной схемы костылей не возникает. Быстродействие тоже нормальное. В общем начальство в этом плане довольно и их всё устраивает.
Кроме того, во время испытаний ничего не грелось и сбоев тоже особо не было. Вот только не правильно всё это с точки зрения здравого смысла, такие костыли и велосепеды, что просто ппц.
Вот я думаю - имеется ли смысл переделывать/упростить? Время есть до вторника.
Что можете посоветовать?
_________________
Прибор, защищённый предохранителем, сгорает первым, защитив предохранитель. Закон Мерфи.
R6 там где надо, ибо идёт инверсия по входу из-за транзистора для согласования уровней, ну и на выходе у транзистора коммутирующего +25V тоже инверсия. Вот и получается такая жопа.
По поводу бесполезности драйвера частично соглашусь, с другой стороны он по фронтам режет чётко.
Да. И что это тогда за фет такой в качестве нижнего ключа? Он ведь от 0.7 вольта на полную катушку открываться должен
_________________
Прибор, защищённый предохранителем, сгорает первым, защитив предохранитель. Закон Мерфи.
_________________
Хоть оптика и увеличивает изображения но, глядя через оптический прицел, все проблемы мельчают.
ой да, точно. Это я по памяти перересовывал, сначала про него вообще забыл, потом врисовал маленько не туда.
Часовой пояс: UTC + 3 часа
Кто сейчас на форуме
Сейчас этот форум просматривают: Jack_A и гости: 39
Powered by phpBB © 2000, 2002, 2005, 2007 phpBB Group
Русская поддержка phpBB
Extended by Karma MOD © 2007—2012 m157y
Extended by Topic Tags MOD © 2012 m157y
Ассортимент драйверов производства компании International Rectifier – одного из лидеров в области разработки и производства драйверов силовых транзисторов – расширился. Среди новинок – семейство бюджетных драйверов IR2560xS, мощный драйвер AUIRB24427S для автомобильной электроники и миниатюрная микросхема измерения тока IR25750L.
Управление силовыми MOSFET или IGBT-транзисторами является достаточно сложной задачей, особенно при относительно высоких частотах (десятки килогерц). Некоторые разработчики предпочитают использовать схемы управления, построенные на дискретных компонентах, но подавляющее большинство справедливо считает, что наиболее оптимальным решением является использование специализированных драйверов.
Компания International Rectifier предлагает широчайший выбор драйверов силовых транзисторов различной конфигурации:
- одноканальные и двухканальные драйверы нижнего плеча;
- одноканальные и двухканальные драйверы верхнего плеча;
- двухканальные драйверы верхнего и нижнего плеча;
- двухканальные полумостовые драйверы верхнего и нижнего плеча с защитой от одновременного включения и «мертвым временем» (DeadTime);
- шести- и семиканальные драйверы для управления трехфазным инвертором в составе электропривода;
Таким образом, разработчик может построить законченную силовую схему, используя только продукцию International Rectifier – силовые ключи (MOSFET или IGBT) и драйверы для управления ими. Ассортимент драйверов компании постоянно расширяется. В 2014 году наиболее интересными новыми решениями стали:
- семейство двухканальных драйверов общего назначения IR2560xS в корпусах SOIC;
- мощный двухканальный драйвер AUIRB24427S для автомобильной электроники;
- микросхема измерения тока IR25750L в миниатюрном корпусе SOT-23-5.
Семейство IR2560xSPBF
Новое семейство бюджетных двухканальных драйверов IR2560xS на 600 В выпускается в привычном корпусе SOIC8. Сейчас оно насчитывает шесть представителей (рисунок 1, таблица 1).
Рис. 1. Новые драйверы семейства IR2560xS и типовые схемы их включения
Таблица 1. Параметры драйверов семейства IR2560xS
IR25600SPBF – сдвоенный драйвер нижнего плеча. Имеет наибольшее значение выходных токов и наименьшую задержку включения по сравнению с другими представителями семейства.
IR25601SPBF – полумостовой драйвер. Имеет наименьшее значение выходных токов и достаточно большие задержки включения. В драйвер интегрирована логика защиты от одновременного включения силовых транзисторов и DeadTime 100 нс. Одним из основных преимуществ данного изделия является его низкая цена.
IR25602SPBF – полумостовой драйвер. Имеет один вход для управления двумя выходными каналами. Выходной канал верхнего плеча работает в фазе со входным сигналом, в то время как канал нижнего плеча работает в противофазе с дополнительной задержкой DeadTime 520 нс. Особенностью данной микросхемы является наличие входа SD (ShutDown). При его активном низком уровне работа обоих выходных каналов запрещена. IR25603SPBF – автоколебательный полумостовой драйвер, предназначенный для автономного управления полумостовой схемой. Частота коммутаций задается внешней R-C-цепочкой, а типовое значение DeadTime составляет 1,2 мкс.
IR25604SPBF – драйвер верхнего и нижнего плечей. Схема включения данной микросхемы совпадает со схемами включения перечисленных выше полумостовых драйверов. Однако имеется важное отличие в логике работы: микросхема предназначена для работы с независимыми силовыми транзисторами. По этой причине внутренний модуль, запрещающий одновременное включение, в микросхеме отсутствует. Транзисторы могут работать как в фазе, так и в противофазе.
IR25606SPBF – полумостовой драйвер. По сравнению с IR25601SPBF, данный драйвер может работать с более мощными транзисторами. Для этого были увеличены значения выходных токов и значение DeadTime.
IR25607SPBF – драйвер верхнего и нижнего плечей, который можно с успехом применять в связке с мощными транзисторами – выходной ток этого драйвера составляет 2 А, что позволяет эффективно переключать транзисторы, имеющие высокие емкости затвора.
Микросхемы не требуют дополнительного источника питания – питающее напряжение 15,8 В задается интегрированным стабилитроном. Ток через стабилитрон ограничивается внешним последовательным резистором, подключенным к общей положительной шине питания с напряжением до 600 В.
Новый мощный драйвер AUIRB24427S
Новый двухканальный драйвер силовых транзисторов нижнего плеча AUIRB24427S представляет собой достаточно мощное изделие (рисунок 2) – значение выходных токов обоих каналов составляет 6 А.
Рис. 2. Типовая схема включения двухканального драйвера AUIRB24427S
Выходное сопротивление каналов достаточно мало и составляет 0,65 мОм. Высокие значения выходных токов и малое выходное сопротивление практически снимают ограничения на величину затворных емкостей используемых транзисторов.
Драйвер предназначен для работы в составе автомобильной электроники. По этой причине микросхема имеет ряд важных достоинств:
AUIRB24427S может использоваться не только для прямого управления транзисторами, но и для управления с трансформаторным включением. Стоит отметить, что AUIRB24427S может применяться как в автомобильной электронике, так и в составе промышленного и железнодорожного оборудования.
Микросхема измерения тока транзистора IR25750LTRPBF
Новая микросхема IR25750L позволяет определять значение тока силовых транзисторов. При этом схема не требует резистивных шунтов (рисунок 3), что позволяет избежать дополнительных потерь мощности и повысить общую эффективность системы.
Рис. 3. Схема включения и рабочие диаграммы IR25750L
Микросхема IR25750L дает возможность измерять напряжение «сток-исток» (в случае MOSFET) или напряжение «коллектор-эмиттер» (в случае IGBT) в цепях с напряжениями до 600 В (рисунок 3). Данная микросхема не требует дополнительного напряжения питания. В качестве питающего сигнала используется низковольтный управляющий сигнал затвора силового транзистора. Выходной сигнал снимается с вывода CS в период включенного состояния силового транзистора.
Рассмотрим работу микросхемы более подробно.
Внутренняя структура микросхемы содержит несколько основных блоков (рисунок 4): высоковольтный транзистор (HVFET), времязадающую RDC-цепочку (R1, C1, D1), шунтирующий транзистор Q1, резисторные делители и фильтрующие цепочки.
Рис. 4. Внутренняя структура IR25750L
В фазе управления, когда драйвер силового ключа формирует низкое выходное напряжение, силовой транзистор M1 закрыт. На выводе GATE присутствует напряжение общей шины COM (0 В). Транзистор HVFET закрыт, ключ Q1 открыт. Выход CS оказывается подтянутым к COM (0 В).
Так как HVFET закрыт, то любое внешнее напряжение, вплоть до 600 В, оказывается изолированным от низковольтных цепей выводов CS и GATE. Эти выводы могут быть подключены напрямую к измерительным схемам или микроконтроллеру.
В фазе, когда драйвер формирует открывающий сигнал, на выводе GATE и на затворе M1 появляется положительное напряжение. Uси транзистора M1 начинает уменьшаться до значения насыщения Uси(вкл). Цепочка R1-C1 формирует временную задержку длительностью около 200 нс, после чего происходит открытие HVFET. Транзистор Q1 закрывается. В результате напряжение на выводе CS оказывается пропорциональным напряжению Uси.
Коэффициент пропорциональности между напряжением Uси внешнего силового ключа и выходным сигналом на выводе CS определяется резистивным делителем, образованным резистором 1 кОм, собственным сопротивлением HVFET (около 200 Ом) и резистором 50 кОм. Типовое значение коэффициента пропорциональности составляет 50…51,2. Фильтрующая цепочка (10 пФ, 5 кОм) призвана снижать влияние возможных высокочастотных помех.
Важно отметить, что для того, чтобы избежать повреждения, IR25750L должна включаться только после начала открытия транзистора М1. По этой причине вывод GATE подключается после резистора Rg.
Когда транзистор M1 закрывается, напряжение затвора HVFET быстро уменьшается за счет разряда С1 через диод D1. HVFET закрывается, а Q1 открывается. Таким образом, сигнал на выходе CS повторяет по форме напряжение Uси ключа M1. Если используется коммутация неиндуктивной нагрузки, это напряжение совпадает по форме с током через ключ. При этом формы сигналов токов и напряжений аналогичны тем, которые получаются при использовании шунтовой измерительной схемы.
Дополнительным преимуществом IR25750L является возможность определения выхода силового IGBT-ключа из насыщения.
Подводя итог, следует отметить следующие особенности IR25750:
- возможность измерения напряжения «сток-исток» (в случае MOSFET) или напряжение «коллектор-эмиттер» (в случае IGBT);
- работа с напряжениями до 600 В;
- отсутствие необходимости в дополнительном источнике питания;
- отсутствие необходимости шунтового резистора;
- миниатюрный корпус SOT-23-5;
- наличие встроенной ESD-защиты;
- наличие дополнительных ограничительных диодов 20,8 В на выводах GATE и CS.
Микросхема может использоваться в схемах защиты от перегрузок по току, в приводах электродвигателей, в приборах промышленной автоматизации.
Заключение
Новое семейство двухканальных драйверов IR2560xS не обладает рекордными параметрами выходных токов, но отличается низкой ценой и широким выбором доступных конфигураций. Микросхемы выпускаются в привычном корпусе SOIC8.
Мощный двухканальный драйвер транзисторов нижнего плеча AUIRB24427S имеет высокие показатели выходных токов – до 6 А, и предназначен для автомобильной электроники. Микросхема отличается улучшенными показателями теплоотвода, расширенным диапазоном рабочих температур и высокой стойкостью к внешним помехам.
Новая микросхема измерения тока IR25750L позволяет отказаться от использования шунтовых резисторов. Данная ИС измеряет не ток, а падение напряжения на транзисторе, что может оказаться достаточно важной особенностью, позволяющей определять выход IGBT из состояния насыщения. Микросхема IR25750L выпускается в миниатюрном корпусе SOT-23-5 и не требует наличия дополнительного напряжения питания.
Литература
AUIR331x – семейство автомобильных ключей с функцией измерения тока нагрузки и программируемой токовой защитой
AUIR331x – это семейство защищенных ключей верхнего плеча производства компании International Rectifier, обеспечивающих точное измерение тока нагрузки. Они имеют программируемую защиту по току и предназначены для применения в автомобильной технике. Ключи этого семейства увеличивают надежность систем интеллектуального управления зажиганием, вспомогательных нагревателей с положительным температурным коэффициентом (PTC), систем принудительного воздушного охлаждения двигателя и вентиляции салона.
Точность измерения тока позволяет прецизионно контролировать ток нагрузки для обеспечения возможности дополнительной диагностики состояния системы с помощью внешнего микроконтроллера. Классическими примерами подобной диагностики могут служить определение обрыва нагрузки, опережающее предупреждение перегрузки или обнаружение заклинивания двигателя вентилятора. Некоторые из ключей, например AUIR3316S, обеспечивают работу устройства на низких частотах, что позволяет уменьшить ЭМИ.
Семейство AUIR331x реализует все механизмы защиты, требуемые для обеспечения безопасной и надежной работы автомобильных систем с постоянным током до 30 А и пиковым – до 90 А. Ключи этого семейства имеют встроенную температурную защиту, а также защиту по току для обеспечения функционирования устройства в условиях повторяющегося короткого замыкания, что соответствует требованиями автомобильного стандарта AEC Q100-012. Уровень защиты по току программируется с помощью внешнего резистора в широком диапазоне, что позволяет оптимизировать систему под требования нагрузки в конкретном применении.
Дополнительный механизм защиты от обратного включения батареи (Reverse Battery Condition) открывает выходной транзистор, обеспечивая прохождения тока через канал транзистора в обход антипараллельного диода. Это позволяет избежать проблем с чрезмерным выделением тепла и температурных перегрузок ключа. Дополнительные функции, такие как защита от электростатического пробоя или встроенная система Active Clamp, гарантируют защиту системы и безопасность работы в жестких условиях эксплуатации.
При производстве все ключи семейства AUIR331x проходят абсолютный визуальный контроль качества кристаллов, а также ряд динамических и статических тестов, согласно требованиям компании International Rectifier к тестированию компонентов для автомобильного применения и стратегии Zero Defects. Микросхемы семейства изготовлены по бессвинцовой технологии и соответствуют требованиям директивы RoHS.
Известно, что мощные аналоговые полупроводниковые стабилизаторы выходного напряжения, в т.ч. и регулируемые, - энергетически неэффективны ввиду принципа своего действия, моделирующего работу обычного мощного двухкомпонентного регулируемого делителя (или потенциометра) с обратной связью по напряжению и току, где первым компонентом делителя является мощный регулирующий полупроводниковый элемент (РЭ) собственно стабилизатора, вторым - нагрузка, включенная последовательно с регулирующим элементом (рис.1).
РЭ, благодаря ОС, поддерживает необходимое напряжение на нагрузке, обеспечивая падение избыточного напряжения на собственных точках входа-выхода и, как следствие, мощности, равной произведению падения напряжения на РЭ на ток, проходящий по цепи РЭ-НАГРУЗКА. При этом КПД подобных стабилизаторов является переменным и близок к максимуму при максимальном выходном напряжении (минимум падения на РЭ) и минимален при большой разнице между входным и выходным напряжением. Падение избыточного напряжения на РЭ даже при незначительных токах, проходящих через него, превращают РЭ фактически в нагревательный элемент и поэтому трудно представить любой аналоговый мощный стабилизатор без радиаторов охлаждения. В процессе эволюции таких стабилизаторов (как линейных, так и регулируемых) происходило немало всевозможных улучшений для повышения их КПД, снижение рассеиваемой мощности на регулирующих элементах. Одним из таких улучшений является применение предварительного импульсного регулятора напряжения (ПРН), отслеживающего падение напряжение на РЭ (рис.2) и ограничивающего его значение оптимальной (для конкретного РЭ) величиной при том, что регулируемый аналоговый стабилизатор (РАС) выполняет свои функции в обычном режиме. Один из таких ПРН представлен на рис.3 и предназначен для совместной работы с любым из мощных РАС / ЛБП.
ПРН является ключевым (релейным) источником напряжения, жестко привязанному к значению выходного напряжения РАС посредством контроля значения падения напряжения на его РЭ, прекращая подачу напряжения на РАС при достижении максимума установленного значения падения напряжения на РЭ и восстанавливая напряжение на входе РАС при установленных минимальных значениях падения напряжения.
Печатная плата для ПРН не разрабатывалась, монтаж устройства выполнялся на макетной плате размером 6Х4см с выносом корпусов силовых компонентов (мощные транзисторы, дроссель) за пределы платы. При сборке ПРН необходимо минимизировать длины всех соединительных проводников, а шины питания должны быть достаточно большого сечения (или ширины). Транзисторы ПРН должны быть установлены на небольшой радиатор через изолирующие теплопроводные прокладки, а радиатор должен быть заземленным для некоторого снижения уровня "эфирных" помех. Дроссели использовались готовые кольцевые от различных силовых устройств с индуктивностью от 47мкГн до 1мгн, внешним диаметром от 36 до 45мм. Минимальное сечение сердечников используемых дросселей составляло 1см 2 , максимальное - 1,8см 2 ; минимальная площадь окна кольца составляла 2,6см 2 , максимальна - около 5см 2 . Дроссель желательно поместить в экран, если ПРН планируется для использования в ЛБП - для минимизации наводок. Смонтированный ПРН должен иметь минимальную длину проводников при соединении с РАС.
Основные свойства ПРН таковы (при условии использования указанных на схеме деталей): входное напряжение 20-80В; ток - до 10А; частота коммутации 0-100кГц (значение, проверенное внешним генератором). При совместном использовании с РАС максимальный КПД РАС может быть повышен до 70-85%. Надежность мощных компонентов РАС повышается ввиду снижения температуры нагрева, отпадает необходимость в использовании громоздких радиаторов, а, значит, возможно и общее снижение веса комбинированного изделия (ПРН-РАС). Изначальные параметры РАС (или ЛБП) при этом сохраняются.
На рис.4 и рис.5 изображены схемы ПРН на драйверах IR2104 и IR2184 соответственно. Схемы абсолютно одинаковые по функционалу и достоинствам. Из отличий: 1. иная цоколевка драйверов; 2. наличие входа SD, допускающего быстрое (единицы микросекунд) отключение драйвера с переводом выходных ПТ в запертое состояние, что позволяет организацию быстродействующей защиты; 3. увеличенная нагрузочная способность выходов IR2184, что позволяет использование более мощных ПТ, как MOSFET, так и IGBT-структуры. В схемах на рис.4, рис.5 показан пример построения защитного узла от превышения тока на маломощном тиристоре с использованием входа SD драйвера. Отпирание тиристора происходит при достижении на резисторе R108 (R208) уровня напряжения, достаточного для появления отпирающего тока тиристора. При появлении на входе SD микросхем низкого логического уровня в результате запирания тиристора, происходит запирание выходных транзисторов ПРН с последующим обесточиванием РАС. Это всего лишь один из простых примеров применения защиты. Схему ПРН можно питать от стабилизатора +12. +15В, изображенного на рис.6. Этот же стабилизатор можно использовать и для питания схем управления РАС.
Правильно собранный ПРН не нуждается в какой-либо настройке кроме подбора необходимого порога зажигания светодиода. Так, например, для составных транзисторов РЭ РАС порог желательно увеличить до 4-4,5В из-за их высокого значения напряжения насыщения. Желающим поэкспериментировать можно рекомендовать исследования поведения ПРН при изменении гистерезиса, варьируя порог срабатывания драйвера подбором сопротивления (47кОм-150кОм), включенного между выводами IN и VS микросхемы драйвера. При включении ПРН в составе с РАС, генерация (смотреть в точке соединения дросселя с ПТ) начинается сразу и при отсутствии нагрузки и минимальном напряжении на выходе РАС видны короткие по времени (в отношении к времени паузы - 1:10 и более) импульсы коммутации с амплитудой входного напряжения питания, удлиняющиеся по времени с одновременным повышением частоты коммутации при увеличении напряжения на выходе РАС или тока нагрузки. С момента превышения ширины импульса над временем паузы, частота ПРН начинает снижаться при дальнейшем нарастании напряжения на выходе РАС (рис.7).
riswel Опубликована: 19.07.2019 0 0
Вознаградить Я собрал 0 0
Читайте также: