Как уменьшить пульсации на выходе импульсного блока питания
В статье рассмотрены некоторые аспекты создания импульсного источника тока (ИТ), в частности — способы снижения величины пульсаций выходного тока и вопросы устойчивости регулирования. Рассмотрены особенности работы многофазных импульсных ИТ. Публикуемые материалы собраны на основе опыта разработки импульсного двухфазного ИТ мощностью 3 кВт (100 В, 30 А).
Рассмотрим ИТ с регулированием по выходному току. Импульсные стабилизаторы напряжения применяются довольно широко, и методика их расчета и критерии устойчивости приводятся во многих источниках [1, 2]. Что касается импульсных ИТ, то они используются реже и в меньшей степени рассмотрены в публикациях.
Следует уточнить, что речь идет об ИТ, которые допускают подключение на выходе параллельного ШИМ-регулятора, замыкающего выход ИТ с частотой в десятки килогерц. Стандартные источники питания, имеющие режим ограничения тока (обратная связь по напряжению и току), такой нагрузки не допускают из-за наличия на выходе конденсатора большой емкости (сотни микрофарад). Такая емкость сама по себе является источником напряжения для быстрых процессов (на частоте 10 кГц сопротивление конденсатора емкостью 100 мкФ равно 0,15 Ом), поэтому подключение параллельного ШИМ-регулятора к такому выходу приведет к закорачиванию выходного конденсатора открытым ключевым элементом ШИМ-регулятора. Такое подключение означает, что энергия заряженного конденсатора будет рассеиваться в виде тепла на ключевом элементе, а средняя рассеиваемая мощность при частоте 10 кГц оказывается неприемлемо большой (5 кВт при напряжении 10 В).
Анализ уменьшения пульсаций в импульсном ИТ
На первый взгляд, чтобы получить импульсный ИТ, достаточно взять импульсный источник напряжения (рис. 1), заменить отрицательную обратную связь по напряжению на отрицательную обратную связь по току и убрать выходной сглаживающий (фильтрующий) конденсатор, как показано на рис. 2.
Рис. 1. Импульсный источник напряжения
Но при этом возникают некоторые сложности. Первое существенное различие состоит в том, что пульсации тока в сглаживающем дросселе импульсного ИТ составляют обычно 10–30% от среднего значения тока, тогда как пульсации напряжения в стабилизаторе напряжения составляют обычно от долей процента до 1–2% и определяются величиной ESR выходных конденсаторов (выбор конденсаторов с меньшим ESR позволяет уменьшить пульсации). Исходя из этого, в ИТ необходимо уменьшать коэффициент усиления в петле обратной связи (то есть уменьшать усиление усилителя ошибки), чтобы исключить ограничение выходного сигнала усилителя ошибки. В свою очередь, уменьшение усиления приводит к ухудшению динамических характеристик: амплитуда переходных процессов при скачкообразном изменении нагрузки от нуля до максимума в ИТ может достигать 30% (в источниках напряжения обычно менее 5%).
Рис. 2. Импульсный источник тока
Можно улучшать параметры ИТ путем увеличения значения индуктивности сглаживающего дросселя (при этом будут уменьшаться пульсации тока, и можно, соответственно, увеличивать усиление усилителя ошибки), но увеличение при этом габаритов дросселя не всегда позволяет решить проблему только таким способом. Другой вариант — уменьшать пульсации тока импульсного ИТ путем увеличения частоты коммутации, но при этом снижается диапазон регулирования выходного тока и возрастают потери, что не во всех случаях приемлемо.
Снижение пульсации тока путем подключения конденсатора параллельно дросселю и настройкой в резонанс на частоте пульсаций (фильтр–пробка) приводит к уменьшению пульсаций при статической нагрузке (резистор), однако при динамической нагрузке (параллельный ШИМ-регулятор на выходе) приводит к ухудшению устойчивости стабилизатора тока. Снижение пульсации тока можно получить за счет установки на выходе (параллельно нагрузке) конденсатора небольшой емкости (доли микрофарад). Использование параллельного ШИМ-регулятора в качестве нагрузки накладывает определенные требования к цепям обратной связи ИТ.
Одним из критериев, определяющих выбор параметров цепи обратной связи, является субгармоническая устойчивость — отсутствие «дрожания» длительности соседних импульсов ШИМ (субгармонические колебания). Подробно эти процессы описаны в [3], там же приведен пример расчета величины, необходимой slope-компенсации для обеспечения субгармонической устойчивости. В данной статье рассматривается стабилизатор напряжения с токовым режимом (current-mode), но, поскольку в ИТ пилообразные пульсации попадают на вход усилителя ошибки по цепи обратной связи по току и далее на выход усилителя ошибки, то все процессы, описанные в статье, и методика расчета в полной мере распространяются на работу импульсного ИТ.
Радикальным способом улучшения динамических характеристик импульсного ИТ является введение дополнительной положительной обратной связи по напряжению. Моделирование упрощенной схемы ИТ (без ШИМ) с положительной обратной связью по напряжению дает хорошие результаты (при точно подобранных постоянных времени в цепях отрицательной обратной связи по току и положительной обратной связи по напряжению); переходный процесс практически отсутствует — ток абсолютно постоянен. Но, с учетом работы ШИМ внешнего параллельного преобразователя, устойчивость ухудшается. Поясним причины этого.
Во-первых, большинство микросхем ШИМ-контроллеров работает таким образом, что ШИМ регулирует (воздействует) на задний фронт ШИМ-импульса, то есть включение импульса происходит по тактам задающего генератора и не зависит от сигнала обратной связи, а задний фронт формируется компаратором в зависимости от сигнала обратной связи. Из-за этого реакция ШИМ на сигнал положительной обратной связи по напряжению оказывается асимметричной. При уменьшении сопротивления нагрузки реакция практически «мгновенная»: задержка определяется компаратором, драйвером и силовым ключом, а при увеличении сопротивления нагрузки «реагирование» на сигнал обратной связи произойдет только по следующему импульсу тактового генератора. Таким образом, задержка может достигать величины периода тактового генератора и зависит от совпадения фаз изменения нагрузки и тактового генератора ИТ (от совпадения по времени).
Во-вторых, сам ШИМ ИТ является нелинейным. «Пила» slope-компенсации, формируемая тактовым генератором, практически линейна и имеет постоянную амплитуду, а «пила» тока в сглаживающем дросселе линейна (в пределах линейности феррита), но имеет непостоянную амплитуду. Амплитуда пульсаций тока максимальна в середине диапазона нагрузок, когда выходное напряжение равно половине входного, и коэффициент заполнения импульса ШИМ равен 0,5 (скважность 2). При минимальном (КЗ) и максимальном (напряжение на выходе близко к входному) сопротивлении нагрузки амплитуда пульсаций стремится к нулю. В результате для «традиционной» схемы ШИМ (с включением по тактовому генератору и выключением по сигналу компаратора) коэффициент передачи ШИМ получается минимальным при КЗ в нагрузке и максимальным, когда выходное напряжение близко ко входному. Видимо, с этим связано наблюдаемое на практике ухудшение устойчивости импульсного стабилизатора тока при максимальных сопротивлениях нагрузки. Очевидно, что при уменьшении амплитуды пульсаций линейность модулятора будет улучшаться (таким образом, увеличение индуктивности дросселя со всех точек зрения «положительно»). Если величина входного напряжения не постоянна, то коэффициент положительной обратной связи должен быть обратно пропорционален входному напряжению.
Все это усложняет задачу введения положительной обратной связи по напряжению, которая должна быть нелинейная, с зависимостью от выходного и входного напряжения.
Следует рассмотреть вариант понижения пульсаций в многофазных импульсных ИТ. Как уже было сказано, многофазные импульсные источники напряжения широко применяются (на всех современных компьютерных платах). С увеличением числа фаз импульсного ИТ пропорционально уменьшаются создаваемые им помехи и квадратично уменьшаются выходные пульсации. На рис. 3 показана зависимость амплитуды пульсаций от отношения Uвых/Uвх для одно-, двух- и четырехфазных источников.
Рис. 3. Зависимость пульсаций от числа фаз
Эти общие закономерности справедливы как для источников напряжения, так и для ИТ.
Было выполнено моделирование многофазных ИТ (двух-, четырех- и восьмифазных) и проведены испытания макета двухфазного ИТ мощностью 3 кВт (100 В, 1–30 А). В схему был введен дополнительный выходной фильтрующий дроссель, включенный между общей точкой соединения фазных дросселей и выходом (нагрузкой), как показано на рис. 4.
Рис. 4. Двухфазный источник тока
Индуктивность дополнительного фильтрующего дросселя была выбрана вдвое меньше индуктивности фазных дросселей. В точке соединения дросселей пульсации имеют частоту, кратную числу фаз, что увеличивает эффективность фильтрации в дополнительном выходном дросселе. При этом в сигнале обратной связи каждой фазы появляются составляющие пульсации от других фаз, в результате чего форма пульсаций начинает отличаться от пилообразной. Установлено, что устойчивость работы ИТ при работе на динамическую нагрузку ухудшается.
Приведенные результаты показывают, что при разработке мощных импульсных ИТ возникают сложности в выборе параметров основных компонентов схемы. При этом в общедоступной литературе недостаточно сведений для определения критериев выбора параметров компонентов и структуры таких источников.
Потолковали мы основательно на предыдущей странице про разные виды диодных выпрямителей, перебросились парой фраз на тему простейших ёмкостных фильтров, а вопрос достижения параметра коэффициента пульсаций Кп в пределах 10 -5 . 10 -4 так и повис в воздухе - уж очень немалым получается номинал ёмкости сглаживающего конденсатора.
Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения Кп является важнейшим параметром выпрямителя. Его численное значение равно отношению амплитудного значения пульсирующего напряжения к его постоянной составляющей.
Напомню выдержку из печатного издания, приведённую на предыдущей странице:
«Коэффициент пульсаций выбирают самостоятельно в зависимости от предполагаемой нагрузки, допускающей питание постоянным током вполне определённой "чистоты":
10 -3 . 10 -2 (0,1-1%) - малогабаритные транзисторные радиоприёмники и магнитофоны,
10 -4 . 10 -3 (0,01-0,1%) - усилители радио и промежуточной частоты,
10 -5 . 10 -4 (0,001-0,01%) - предварительные каскады усилителей звуковой частоты и микрофонных усилителей.»
Помимо этого в характеристиках выпрямителей может использоваться и понятие коэффициента фильтрации (коэффициента сглаживания).
Коэффициент фильтрации, он же коэффициент сглаживания - величина, численно равная отношению коэффициента пульсаций на входе фильтра к коэффициенту пульсаций на выходе фильтра Кс = Кп-вх/Кп-вых .
Для многозвенных фильтров коэффициент фильтрации равен произведению коэффициентов фильтрации отдельных звеньев.
В слаботочных цепях вопрос снижения пульсаций решается легко и кардинально - применением интегральных стабилизаторов. Параметр подавления пульсаций (Ripple Rejection) у подобных массовых ИМС составляет не менее 50дБ (в 360раз по напряжению), что при высокой "чистоте" выходного напряжения позволяет уменьшить ёмкости электролитов в 5-10 раз.
Если же у разработчика нет возможности (либо желания) включать в состав устройства стабилизаторы напряжения, то реальным подспорьем окажутся индуктивно-ёмкостные или активные сглаживающие фильтры.
Начнём с фильтров, выполненных из индуктивных элементов – дросселей и из ёмкостных элементов – конденсаторов.
На Рис.1а приведена схема простейшего ёмкостного сглаживающего фильтра. Принцип действия заключается в накоплении электрической энергии конденсатором фильтра и последующей отдачи этой энергии в нагрузку.
Для того чтобы не ограничиваться 50-ти герцовыми блоками питания, но и иметь возможность расчёта фильтров импульсных ИП, приведу универсальные формулы, учитывающие частоту входного сигнала F :
С1 = Iн/(3,14×Uн×F×Кп) для однополупериодных выпрямителей и
С1 = Iн/(6,28×Uн×F×Кп) - для двухполупериодных.
Кп - это коэффициент пульсаций, равный отношению амплитудного значения пульсирующего напряжения к его постоянной составляющей, а
F - частота переменного напряжения на входе диодного выпрямителя.
Переходим к индуктивно-ёмкостным LC фильтрам.
ВНИМАНИЕ. Потребность в такого рода цепях возникает исключительно в случаях необходимости получить низкий уровень пульсаций в достаточно мощных сетевых блоках питания, либо в высокочастотных импульсных ИП. Связано это с тем, что для эффективной работы LC-фильтра, индуктивное сопротивление катушки XL на частоте подавления стремятся сделать значительно больше Rн. А это, в свою очередь, приводит к тому, что в условиях низких частот и малых токов (высоких Rн) индуктивность дросселя получается необоснованно высокой.
Г-образный индуктивно-ёмкостной LC фильтр 2-го порядка (Рис.1б) обладает значительно лучшими фильтрующими свойствами по сравнению с обычным ёмкостным.
Произведение LC (Гн*мкФ) зависит от необходимого коэффициента сглаживания фильтра и определяется по приближенной формуле:
L1(Гн)×С1(МкФ) = 25000/(F 2 (Гц)×Кп) для однополупериодных выпрямителей и
L1×С1 = 12500/(F 2 ×Кп) - для двухполупериодных, где
С1(МкФ)/L1(мГн) = 1000/Rн 2 (Ом) .
Схема П-образного LC-фильтра приведена на Рис.1в. Сглаживающее действие П-образного LC-фильтра можно упрощённо представить как совместное действие двух фильтров, описанных выше, а коэффициент сглаживания - как произведение коэффициентов сглаживания звеньев: ёмкостного и Г-образного индуктивно-ёмкостного.
Наилучшими фильтрующими свойствами обладают LC-фильтры Чебышева. Напишем формулу, исходя из рекомендаций, изложенных на странице ссылка на страницу:
С1 = С2 ; С1(МкФ)/L1(мГн) = 1176/Rн 2 (Ом) .
Уменьшить напряжение пульсаций на выходе однозвенного П-образного LC-фильтра можно, включив параллельно дросселю L1 неполярный конденсатор С3 (Рис.1г), который вместе с индуктивностью катушки образует режекторный фильтр. Если ёмкость конденсатора С3 выбрать такой, чтобы резонансная частота контура L1-С3 равнялась частоте пульсаций (F при однополупериодном выпрямлении или 2F при двухполупериодном), то большая часть напряжения пульсаций задержится этим контуром и лишь незначительная перейдёт в нагрузку.
Итак: С3 = 1/(39,44×L1×F 2 ) для однополупериодных выпрямителей и
С3 = 1/(9,86×L1×F 2 ) - для двухполупериодных.
Все остальные номиналы элементов - такие же, как в предыдущей схеме.
Давайте сдобрим пройденный материал онлайн таблицей.
КАЛЬКУЛЯТОР РАСЧЁТА ЭЛЕМЕНТОВ СЛАЖИВАЮЩЕГО ФИЛЬТРА БЛОКА ПИТАНИЯ.
Транзисторные фильтры по сравнению с ёмкостными сглаживающими фильтрами имеют меньшие габариты, массу и более высокий коэффициент сглаживания пульсаций. Они позволяют уменьшить в десяток раз (при том же уровне пульсаций) номинал сглаживающего конденсатора, либо уменьшить в аналогичное количество раз амплитуду пульсаций при неизменном значении ёмкости.
На Рис.2а представлена схема наиболее распространённого транзисторного фильтра.
Напряжение с высокой амплитудой пульсаций, поступающее на коллектор транзистора, по сути, является напряжением питания эмиттерного повторителя, образованного Т1.
В это же самое время цепь базы питается через резисторы смещения и интегрирующую цепь R1C1, которая сглаживает пульсации напряжения на базе. Чем больше постоянная времени T=R1C1, тем меньше пульсации напряжения на базе, а так как устройство представляет собой эмиттерный повторитель, то на выходе фильтра пульсации будут столь же малыми, как и на базе.
Для того, чтобы снизить зависимость напряжения на выходе фильтра от уровня передаваемой мощности, ток через делитель R1R2 выбирают в 5…10 раз большим, чем ток, ответвляющийся в базу при минимальном сопротивлении нагрузки.
При расчёте номиналов элементов делителя, следует исходить из напряжения на базе транзистора:
Uб = Uвх - Uвх пульсаций - (2,5. 3В) .
В этом случае будет обеспечена работа регулирующего транзистора в активном режиме, а падение напряжения на нём составит величину:
Uкэ = Uвх пульсаций + (3,1. 3,6В) .
Коэффициент полезного действия транзисторного фильтра будет тем больше, чем меньше падание постоянного напряжения на силовом транзисторе. Из формулы видно, что для обеспечения высокого КПД активного сглаживающего фильтра, на вход устройства следует подавать уже отфильтрованное до определённого уровня напряжение.
На практике это делается включением на вход простейшего ёмкостного фильтра (Рис.1а), уровень пульсаций которого можно посчитать на приведённом выше калькуляторе.
Доброго дня. Прошу помощи уважаемого сообщества. Имеется БП марки DSA-60PFB-12 от сетевого хранилища. Симптомы – пульсация выходного напряжения частотой где-то 2Гц под нагрузкой, светодиод мигает в такт. На холостом ходу 12.2В стабильно. При вскрытии ожидаемо обнаружил вспухшие конденсаторы на выходе. Заменил – результата нет. Опыта ремонта импульсных БП нет, начал по кругу проверять комплектуху. Что проверил:
В норме:
неэлектролитические конденсаторы C3, C5, C6, C9, C13, транзистор ME75N75T в холодной части (Q2), транзистор 10N60 в горячей (Q1), токозадающий резистор R12 (видимо такова его функция), диоды в горячей части D2, D3, D4. Заменил оптопару на всякий случай, электролиты C7, C8 (слегка ушли от нормы).
Что еще нашел неисправного:
Высоковольтный конденсатор C4 был мертвый в ноль, заменил. Конденсаторы С2 0,22мкФ (осталось 156нФ) и С1 0,1мкФ (осталось 11нФ), заменил оба. Результата нет.
SMD компоненты на обороте платы не проверял.
Я понимаю, что какой-то компонент видимо под нагрузкой пробивает, но при проверке без нагрузки это не проявляется. Скрины тестов транзисторов и их даташиты прилагаю.
Из инструментов тестер и китайский мультитестер-ESRметр.
Прошу прощения за корявую терминологию, буду признателен за любую помощь.
нагрузить просто резистором подходящего номинала ( под ток нагрузки)
возможно перегруз в последующих цепях
Сборка печатных плат от $30 + БЕСПЛАТНАЯ доставка по всему миру + трафарет
Встраиваемые ИП LM(F) производства MORNSUN заслуженно ценятся производителями во всем мире, поскольку среди широчайшего ассортимента продукции компании можно найти источник питания для любых задач. Представители семейств LM и LMF различаются по мощности и выходному напряжению, их технические и эксплуатационные характеристики подходят для эксплуатации в любых электрических сетях и работают в широком диапазоне условий окружающей среды. Неизменными остаются высокое качество и демократичная цена.
Симптомы – пульсация выходного напряжения частотой где-то 2Гц под нагрузкой, светодиод мигает в такт.
_________________
Делай то, что тебе нравится и ты никогда не будешь работать
Широкая линейка LED-драйверов включает в себя семейства HLG и HLG-C. Семейство HLG оптимально для наружной архитектурно-декоративной подсветки, светильников на основе мощных COB-матриц, семейство HLG-C для светильников широкого назначения, выполненных по классической схеме на светодиодных цепочках. Драйверы имеют возможность ручной подстройки выходных параметров либо возможность диммирования методом 3-в-1.
Даже на холостом ходе? В холостую-то не пульсирует.
В холостую на выходных банках сохраняется заряд и напруга не успевает просадиться. нагрузите их 10-50мА - и увидите, что тоже прыгает!
Добавлено after 1 minute 7 seconds:
Быллоо такое. Смотреть оптопару и TL431 - это цепь измерения/управления выходным напряжением.
_________________
90% времени уходит на отыскание неисправности,остальное - ждать когда нагреется паяльник!
В холостую на выходных банках сохраняется заряд и напруга не успевает просадиться. нагрузите их 10-50мА - и увидите, что тоже прыгает!
Добавлено after 1 minute 7 seconds:
Быллоо такое. Смотреть оптопару и TL431 - это цепь измерения/управления выходным напряжением.
Там нет транзюка TL431 в обычном корпусе. Есть один SMD с маркировкой что-то типа "треугольник EA1", к оптопаре одной ногой цепляется. Гугл говорит, что это TL431 и есть. Спасибо за наводку, обычный TL431 у меня есть, попробую заменить. И да, оптопару менял уже.
схему надо искать или ОТРИСОВЫВАТЬ ПРИ ВАШЕЙ ПРОБЛЕМЕИ ГЛУБИНЕ КОПА ДАЛШЕ БЕЗ НЕЙ и осла НИКАК.
в горячей части наверно есть коректор но ниэто не ипы шима 1и 2чного не озвучены-разговор ни о чем
блок нестандартный наверно есть нюансы с запиткой чипроф
може просмотрели еще где дохлую банку раз уж менять проерт-замените ВСЕ БАНКИ в ряде случаеф этого достаточно..но в вашем не знаю может еще че сдохло обычно при пустой сетевой вылетае коректор.
всетаки проверте-зарисуйте пинаут чипа та может стоять вовсе не 431 а спец шимка 8ножка как в ноутовых она рулит ии ООСи защитами
_________________
Z Мудрость(Опыт и выдержка) приходит с годами.
Все Ваши беды и проблемы, от недостатка знаний.
Умный и у дурака научится, а дураку и ..
Алберт Ейнштейн не поможет и ВВП не спасет.и МЧС опаздает
TL431 - это не транзюк! Это скорей уж ОУ. Но как раз в СМД корпусе он и есть! Он может даже и рабочий, а вот делитель его - резюки СМД могут "течь" - сопротивление может плыть. Или ваще в обрыве!
Добавлено after 2 minutes 6 seconds:
Я ваще такие БП делал всегда без Ослика. там особо нечего смотреть. Разве что наличие отсутствия генерации. Но в "горячей части" схемы - не люблю. Щипать может больно!
_________________
90% времени уходит на отыскание неисправности,остальное - ждать когда нагреется паяльник!
TL431 - это не транзюк! Это скорей уж ОУ. Но как раз в СМД корпусе он и есть! Он может даже и рабочий, а вот делитель его - резюки СМД могут "течь" - сопротивление может плыть. Или ваще в обрыве!
По крайней мере ясно, куда рыть дальше. Все проверю, отпишусь. Всем спасибо за участие.
_________________
- Русским человеком может быть только тот, у кого чего-нибудь нет, но не так нет, чтобы обязательно было, а нет — и хрен с ним.
"Русский человек может жить как в одну сторону, так и в другую. И в обоих случаях останется цел" А. Платонов
Работает но в старт-стопе - искать дохлый электролит, скорее всего в самопите. И как писали выше нагрузить номинальным током, а не подключать к разным устройствам.
Корректора нету, нет его индуктивности, силовой электролит на 400 Вольт. На входе только дроссели подавления помех - синфазной и парафазной.
R12C9 - снаббер, другого не вижу. Пока живой, всерьёз ни на что не влияет. Если жёлтый конденсатор меньшей ёмкости, значит, были перенапряжения по входу, они от этого выгорают. До кучи мог подгореть и ВВ транзистор, но по прибору - нормально. Такие моргания светодиода говорят о том, что БП не выходит в рабочий режим.
Современные контроллеры имеют защиту в виде ограничения времени работы во время запуска. Если оптрон ООС не открывается за положенное время, значит, чип делает паузу перед очередным запуском. При живых электролитах это признак недостаточной мощности преобразователя. Если блок хорошо перегревался, может шить изоляция трансформатора, и вероятность этого выше на больших токах в первичке, т.е. как раз на большой мощности.
Цепь ООС проверяется оптом. Подключаем омметр к выходу оптрона, на стороне сети, а к выходу блока - лабораторный БП, и прогоняем напряжение на нём мимо выходного напряжения снизу вверх, не слишком превышая. В нужной точке оптрон должен открыться, что омметр и покажет.
Проще всего посмотреть напряжения на электролитах осциллографом. НО у всех современных общий сигнальный провод соединён с заземлением в розетке, поэтому чтобы по сетевой части лазить, питание осциллографа нужно развязать трансформатором 220/220. И помнить о допустимой амплитуде напряжения на сигнальном входе. На горячий провод не лазить вообще никак.
Во-первых, хочу выразить благодарность всем неравнодушным за советы, и извиниться за долгую паузу - никак не удавалось доехать до друга и испытать блок на исходном устройстве. Оказывается, заменой всех конденсаторов я проблему-то решил! Но испытывая БП дома на насосе для матраса (65Вт), я БП перегружал, и он уходил в защиту циклически, оказывается! Я просто не ожидал, что превышение по мощности в 5Вт даст такой эффект. Еще один случай в копилку опыта.
И да, видимо, пусковой ток электродвигателя насоса больше 6А, именно это скорее всего приводило к срабатыванию защиты БП
И да, видимо, пусковой ток электродвигателя насоса больше 6А, именно это скорее всего приводило к срабатыванию защиты БП
Конечно больше! Если мотор коллекторный, то ток при старте превышает в 3-4 раза! Измерьте тестором сопротивление мотора - оно почти КЗ. При старте, моментальный ток выпрыгивает пиком! И по этому БП защащался!
А мощность БП всего 60Вт, это всего 5А. А при старте ток может "подпрыгивать" до 15А. Это 12х15=180Вт!
Выход: увеличивать ёмкость банок во вторичке в несколько раз и ставить дополнительный дроссель, для сглаживания "зарядного тока" дополнительных конденсаторов.
_________________
90% времени уходит на отыскание неисправности,остальное - ждать когда нагреется паяльник!
ну вот резултат -зря потраченое время иза неправилной нагрузки.
чтож ТС не написал что моргает токас еего нагрузкой а на хх нет. походу он не в теме ка чинят такое..
кароче повезло..
_________________
Z Мудрость(Опыт и выдержка) приходит с годами.
Все Ваши беды и проблемы, от недостатка знаний.
Умный и у дурака научится, а дураку и ..
Алберт Ейнштейн не поможет и ВВП не спасет.и МЧС опаздает
Да не, все нормально, сетевое хранилище тянет. Это я, дурак, проверял БП неподходящим устройством. Писали же мне:
нагрузить просто резистором подходящего номинала ( под ток нагрузки)
возможно перегруз в последующих цепях
Добавлено after 1 minute 20 seconds:
ну вот резултат -зря потраченое время иза неправилной нагрузки.
чтож ТС не написал что моргает токас еего нагрузкой а на хх нет. походу он не в теме ка чинят такое..
кароче повезло..
Я писал((:
"На холостом ходу 12.2В стабильно."
Часовой пояс: UTC + 3 часа
Кто сейчас на форуме
Powered by phpBB © 2000, 2002, 2005, 2007 phpBB Group
Русская поддержка phpBB
Extended by Karma MOD © 2007—2012 m157y
Extended by Topic Tags MOD © 2012 m157y
Возьми готовый DC-DC преобразователь. К примеру "RECOM". Это маломощные. В инете можно найти и мощнее.
Поэтому практически возможна только минимизация помех, а не их полное исключение. При этом их минимизация осуществляется различными схемотехническими решениями, в том числе и фильтрами.
Следует отметить, что пауза между переключениями, в данной схеме будет существовать всегда, поскольку её для переключения реального транзистора необходимо время.
В приведенной схеме, мы имеем дело с емкостным фильтром, после которого включен ополнительный LC-фильтр (ФНЧ), частота среза которого равна, например, частоте преобразования.
С уважением, Алексей.
Замечание по схеме, конденсаторы, шунтирующие диоды в мосте используются для "облегчения их жизни". Срезая фронт и уменьшая выброс, связанный с коммутацией. По-этому для той частоты и мощностей, которые Вы собираетесь использовать они не принципиальны.
Материал конденсаторов дело важное. Конденсаторы должны быть ВЧ. Подавление ВЧ пульсаций значительно лучше с помощью керамических или пленочных. Подавление с помощью электролитов не очень эффективное дело.
При построении фильтра необходимо учесть факт, что LC-фильтр для малых токов малоэффективен. Возможно, лучше себя покажет RC. При этом, конечно же, возникнет некоторое падение напряжения на резисторах. Выход: увеличить выходное напряжение преобразователя (до фильтра) или питать меньшим напряжением ОУ.
Готовый ИБП можно и купить, но опять таки, его выходные характеристики (скорее всего, но не обязательно) будут паспортными. А для ИБП пульсации никто не отменял.
Уменьшить пульсации ИБП можно также грамотно используя режим его работы. При скважности близкой к 2 (50% времени от периода один из ключей открыт, другие 50% времени - открыт другой) пульсаций будет меньше. Т.е. ИБП нужно использовать для питания нагрузки близкой к номинальной, что следует учесть при проектировании. (в случае если ОУ маломощные а ИБП уже имеется реализованным, для выхода на необходимую можность необходимо ИБП догружать, например, светодиодами .
С уважением, Алексей.
Я пытаюсь построить не обычный ИБП, а специфический DC-DC преобразователь для металлоискателя.
Приведу, для примера, распространённые варианты организации преобразователя питания, используемые в той модели металлоискателя улучшенный вариант которого хочу собрать и я.
Положительное напряжение получается через линейный стабилизатор; нуль берётся с минуса батареи; отрицательное напряжение вырабатывается детектированием пульсаций (задаваемых тактовым генератором) положительного напряжения.
Минусы: 1) слаботочность минусового плеча и значительные пульсации тока в нём, 2) невозможность получения более высоковольтного питания.
Использован Step-UP конвертер на ИМС MC34063, повышающий напряжение с исходных 6В до 15В, из которых затем получают среднюю точку при помощи ОУ. Частота работы ИМС преобразователя синхронизирована подачей импульсов от тактового генератора передатчика металлоискателя через конденсатор С14 на 3-ю ногу.
Минусы: 1) значительные имульсные помехи от преобразователя такого типа, 2) невозможность разогнать такой преобразователь до напряжения 30В.
Напряжение с более высоковольтной чем в других схемах батареи стабилизируется и из него вырабатывается искуственная средняя точка. Сам пробовал такое решение в другом металлоискателе и остался вполне доволен.
Минус: не смотря на полное отсутствие пульсаций требуется наличие большой батареи, а для напряжения 30 В - просто громоздкой.
Тактовая частота от передатчика металлоискателя делится на 2 триггером с образованием 2-х синфазных управляющих каналов которые переключают мосфеты создавая меандровые импульсы в первичной обмотке повышающего трансформатора. Из снятого со вторичной обмотки и выпрямленного напряжения формируется искуственная средняя точка. Наиболее предпочтительный, но требующий доработки вариант.
Минусы: 1) меандр в первичной обмотке трансформатора создаёт значительные помехи как на выходе преобразователя, так и в цепях первичного питания 2) низкий КПД выпрямителя на одном диоде и высокие пульсации после него, 3) отсутствие стабилизации выходного напряжения.
Следует отметить, что все вышеприведённые источники питания весьма работоспособны и вполне удовлетворяют их авторов. Изготовленые ими металлоискатели успешно продаются, потребители никак не нарадуются и пищат от восторга.
У меня же есть желание выжать максимум из данной схемы металлоискателя путём улучшения и оптимизации параметров его блоков. В том числе повышением напряжения питания до более оптимального для ОУ уровня, что так же позволит расширить динамический диапазон приёмного усилителя. Качество фильтрации подаваемого питания то же необходимо повысить.
Предлагаемый мной 2-й вариант схемы преобразователя (на 2-й странице топика) уже гораздо качественнее, чем четыре вышеприведённые схемы, используемые другими металлоискателестроителями. Но он ещё сыроват пока.
Подскажите мне пожалуйста: 1) как избавится от ступенчатых искажений синусоиды в первичной обмотке транса ? 2) что все таки лучше, реальный или виртуальный ноль ?
Обратите внимание, в приведенных Вами схемах БП, использовалось либо преобразование энергии без гальванической развязки вторичных цепей, либо линейные стабилизаторы. В этих случаях реализация полноценного "нулевого канала" весьма затруднительно, и поэтому использование схемы искуственного нуля может быть оправдано.
Вы проектируете полноценный двухтактный преобразователь с гальванической развязкой вторичных цепей, при которой оптимальным является использование "нулевого канала" в виде отвода от средней точки трансформатора, как с точки зрения построения двухканального БП, так и с точки зрения снижения помех, за счет возможности реализации эффективной схемы экранирования.
Поэтому использование "реального нуля" предподчтительнее.
В первичной обмотке трансформатора присутствуют биполярные прямоугольные импульсы, которые, в силу наличия реактивной составляющей, на экране осциллографа очень похожи на синусоиду. Избавится от искажений можно только в одном случае - при использовании синусоидального задающего генератора, в других случаях их можно только минимизировать.
Однако, построение синусоидального генератора высокой мощности достаточно сложная задача.
Поэтому целесообразней использовать традиционные схемы ИБП, но минимизировать помехи возникающие во вторичных цепях. Пульсации выпрямленного напряжения, даже используя элементарный фильтр, на частоте преобразование 16 кГц (на выходе двухполупериодного выпрямителя мы получим пульсирующее постоянное напряжение частотой 32 кГц) при нагрузке 100 мА, будут минимальны.
Остаются помехи из первичных цепей. Их можно устранить используя рациональный монтаж элементов первичных цепей преобразователя ИБП для снижения емкости монтажа, качественно изготовленный трансформатор, использование демпфирующих цепей в первичной обмотке трансформатора, для снижения амплитуды выбросов, экранирование устройства и импульсного трансформатора, а также фильтры настроенные на частоту преобразования во вторичных цепях источника, с необходимой полосой пропускания.
Таким образом, Вы минимизируете возможные помехи во вторичных цепях источника и добъетесь необходимой стабильности выходного напряжения.
Сглаживающие фильтры питания.
Сглаживающие фильтры питания предназначены для уменьшения пульсаций выпрямленного напряжения. Принцип работы простой – во время действия полуволны напряжения происходит заряд реактивных элементов (конденсатора, дросселя) от источника – диодного выпрямителя, и их разряд на нагрузку во время отсутствия, либо малого по амплитуде напряжения.
Основные схемы сглаживающих фильтров питания.
Сглаживающие фильтры питания.
Сглаживающие фильтры питания предназначены для уменьшения пульсаций выпрямленного напряжения. Принцип работы простой – во время действия полуволны напряжения происходит заряд реактивных элементов (конденсатора, дросселя) от источника – диодного выпрямителя, и их разряд на нагрузку во время отсутствия, либо малого по амплитуде напряжения.
Основные схемы сглаживающих фильтров питания.
Простейшим методом сглаживания пульсаций является применение фильтра в виде конденсатора достаточно большой ёмкости, шунтирующего нагрузку (сопротивление нагрузки). Конденсатор хорошо сглаживает пульсации, если его емкость такова, что выполняется условие:
1 / (ωС)
Во время действия синусоидального сигнала, когда напряжение на диоде выпрямителя прямое, через диод проходит ток, заряжающий конденсатор до напряжения, близкого к максимальному. Когда напряжение на выходе диодного выпрямителя оказывается меньше напряжения заряда конденсатора, конденсатор разряжается через нагрузку Rн и создает на ней напряжение, которое постепенно снижается по мере разряда конденсатора через нагрузку. В каждый следующий полупериод конденсатор подзаряжается и его напряжение снова возрастает.
Чем больше емкость С и сопротивление нагрузки Rн, тем медленнее разряжается конденсатор, тем меньше пульсации и тем ближе среднее значение выходного напряжения Uср к максимальному значению синусоиды Umax. Если нагрузку вообще отключить, то в режиме холостого хода на конденсаторе получится постоянное напряжение равное Umax, без всяких пульсаций.
Работа простейшего сглаживающего фильтра на конденсаторе в цепи однополупериодного выпрямителя поясняется рисунком и эпюрами:
Красным цветом показано напряжение на выходе выпрямителя без сглаживающего конденсатора, а синим – при его наличии.
Если пульсации должны быть малыми, или сопротивление нагрузки Rн мало, то необходима чрезмерно большая емкость конденсатора, т.е. сглаживание пульсаций одним конденсатором практически осуществить нельзя. Приходится использовать более сложный сглаживающий фильтр.
Работа сглаживающего Г-образного фильтра на конденсаторе и дросселе в цепи двухполупериодного мостового выпрямителя поясняется рисунком и эпюрами:
Как и в примере с однополупериодным выпрямителем, красным цветом показано напряжение на выходе выпрямителя без сглаживающих элементов (конденсатора и дросселя), а синим – при их наличии.
Логично следует, что чем больше ёмкости и индуктивности фильтров, и чем больше в нём реактивных элементов (сложнее фильтр), тем меньше коэффициент пульсаций такого выпрямителя.
В качестве сглаживающих конденсаторов используются электролитические конденсаторы. Чем больше ёмкость, тем лучше. Кроме того, для надёжности, конденсаторы должны быть рассчитаны на напряжение в полтора-два раза превышающее выходное напряжение диодного моста.
Определение выходного напряжения выпрямителя и выбор сглаживающего фильтра для блока вторичного питания
К описанному в статье, следует добавить важную информацию, используемую для конструирования источников (блоков) питания постоянного тока:
1. Любой p-n переход, любого полупроводникового прибора, в том числе диода имеет характеристику – падение напряжения на переходе. Это напряжение обычно указывают в справочниках. Для германиевых диодов оно может быть от 0,3 вольт до 0,5 вольт, а для кремниевых диодов – от 0,6 вольт до 1,5 вольт.
Это значит, что если мы возьмём трансформатор с выходным напряжением 6,3 вольта, выпрямим его однофазным двухполярным мостовым выпрямителем (диодным мостом) у которого на каждом диоде по справочнику падает по 1 вольту (Uпр.= 1 В), то на выходе выпрямителя мы получим всего лишь 4,3 вольта. Напряжение в 2 вольта «потеряется» на 2-х диодах по пути прохождения тока. Начинающие радиолюбители обычно этого не учитывают, потому и недоумевают, почему на выходе маленькое напряжение.
2. Переменный электрический ток измеряется приборами, которые, как правило, показывают его среднее значение, а не максимальное. Максимальное значение переменного напряжения это – значение электрического напряжения соответствующее его максимальному значению синусоиды.
Среднее значение напряжения на выходе однополупериодного выпрямителя соответствует значению:
Uср = Umax / π = 0,318 * Umax
Среднее значение напряжения на выходе двухполупериодного выпрямителя соответствует значению:
Uср = 2 Umax / π = 0,636 * Umax
Значение среднего напряжения - 0,636 за счёт особенностей конструкции измерительных приборов округляется и принимается равной 0,7.
3. Исходя из изложенного выше, можно сделать вывод, который справедлив в том случае, когда нагрузка на блок питания маленькая. Обратите внимание на рисунки ниже.
Выходное напряжение выпрямителей с фильтром питания:
а) с большой нагрузкой :
б) с маленькой нагрузкой :
Эти рисунки поясняют, что при малой нагрузке выходное напряжение выпрямителя с фильтром питания равно максимальной амплитуде синусоиды поступающей на выпрямитель, за вычетом падения напряжения на диодах.
Пример определения выходного напряжения, и подбора сглаживающего конденсатора для источника вторичного питания
Рассмотрим случай со средним переменным напряжением на выходе трансформатора, измеренным мультиметром равным 6,3 вольта, и нагрузкой (сопротивлением нагрузки) равной 200 Ом.
Выходное напряжение c мостового выпрямителя будет определено следующим образом:
- максимальное напряжение на выходе трансформатора:
Umax = Uизм / 0,7 = 6,3в / 0,7 = 9 вольт
- максимальное выходное напряжение на выходе выпрямителя:
Uвых. = Umax – UVD1 – UVD2 = 9 – 1 – 1 = 7 вольт
- емкость сглаживающего конденсатора выбираем из условия:
1/(2*3,14*50*200) = 1,59*10-5 (Фарад) = 15,9 мкФ
- учитывая условие, при котором емкость конденсатора должна быть намного больше полученному по приведенному условию, выбираем конденсатор ёмкостью более чем в пять раз больше расчётного значения - 100 мкФ*16 вольт.
Схема, состоящая из трансформатора, выпрямителя и сглаживающего фильтра является источником нестабилизированного питания. От таких источников можно питать любые устройства, потребляющие слабый ток, не критичные к наличию пульсаций и нестабильности питающего напряжения. Для максимального подавления пульсаций и стабилизации питающего напряжения применяют Стабилизаторы напряжения.
Подпишитесь на наш канал в Яндекс.Дзен или telegram-канал @overclockers_news - это удобные способы следить за новыми материалами на сайте. С картинками, расширенными описаниями и без рекламы.
Читайте также: