Как выбрать драйвер mosfet
Семейство p-канальных MOSFET-транзисторов компании IXYS обладает всеми основными преимуществами сопоставимых n-канальных MOSFET, такими как очень быстрое переключение, управление с помощью уровня напряжения затвора, простота параллельного соединения и высокая температурная стабильность.
Введение
Семейство p-канальных MOSFET-транзисторов компании IXYS обладает всеми основными преимуществами сопоставимых n-канальных MOSFET, такими как очень быстрое переключение, управление с помощью уровня напряжения затвора, простота параллельного соединения и высокая температурная стабильность. Оптимизация паразитного p-n-p-транзистора позволила получить приборы с отличной стабильностью к лавинному пробою [1]. По сравнению с n-канальными силовыми MOSFET со схожей топологией, p-канальные транзисторы имеют лучшую FB-SOA (область безопасной работы при прямом токе) и практически имеют иммунитет к феномену одиночного эффекта выгорания (Single Event Burnout — открытие паразитного биполярного транзистора под воздействием космического излучения: приводит к разрушению прибора) [2]. Но главным преимуществом p-канальных силовых MOSFET является простота управления в схемах верхнего ключа [3].
Источник питания для управления p-канальным транзистором в схеме верхнего ключа может быть однополярным, в то время как управление n-канальным MOSFET в схеме верхнего ключа требует наличия либо изолированного драйвера, либо импульсного трансформатора, который во многих случаях может работать некорректно. Более того, во многих случаях драйвер нижнего ключа может успешно управлять p-канальным MOSFET в верхнем включении. Такое решение часто позволяет упростить драйвер и снизить общую итоговую стоимость изделия. Главный же недостаток p-канальных MOSFET — более высокое сопротивление в открытом состоянии (Rds(on)) по сравнению с n-канальными транзисторами. Это означает, что стоимостная эффективность решения на p-канальных MOSFET напрямую связана с оптимизацией по параметру Rds(on) [4].
Рис. 1. MOSFET
Схемотехника драйверов управления в схеме верхнего ключа
В этом разделе рассмотрены различные техники управления полумостовыми схемами. Управление p-канальным MOSFET — более простое и менее затратное, если сравнивать его с n-канальным MOS-FET в схеме верхнего ключа [5].
Рис. 2. p-канальный драйвер в схеме PWM
На рис. 2 приведен пример схемы с p-канальным MOSFET в верхнем ключе. Эта схема управления более проста и экономически более эффективна, если сравнивать ее со схемами на рис. 5 и 7 для n-канальных MOSFET. В этой схеме Dz, Rz и Ch добавлены к стандартной схеме на n-канальном MOSFET-тран-зисторе. Конденсатор Ch, который «удерживает» постоянное напряжение между верхней и нижней схемами управления, должен быть существенно больше, чем входная емкость p-канального MOSFET. Dz удерживает напряжение между затвором и истоком в диапазоне от минуса напряжения на диоде Зенне слишком мала, ток в цепи будет слишком высок, и он сможет повредить схему драйвера управления или Dz. Если емкость Ch будет слишком велика, p-канальный MOSFET будет включаться слишком медленно. Это будет происходить из-за медленного нарастания фронта на затворе транзистора и может привести к его повреждению. Rh2 и R12 регулируют скорость закрывания MOSFET. (Rh1+Rh2) и (R11+R12) определяют скорость включения транзистора. В большинстве применений требуется более низкая скорость открытия и более высокая скорость закрытия транзистора [4].
Рис. 3. Управление p-канальным и n-канальным MOSFET с помощью одного драйвера
Во многих случаях p-канальный и n-канальный MOSFET могут управляться одной микросхемой драйвера, как показано на рис. 3. Это наиболее экономичное решение и самый простой способ управления полумостовой схемой. Для исключения сквозных токов введена задержка dead time между включениями транзисторов, определяемая различием в скорости включения и выключения. Если эта задержка слишком мала, есть шанс высокого выделения тепла и повреждения транзисторов. Если задержка слишком велика, выходное напряжение мостовой схемы может упасть ниже допустимого уровня. В данной схеме в начале включения каждого из транзисторов напряжение на затворе недостаточно для полного включения MOSFET, и это приводит к дополнительным потерям мощности. Таким образом, данная схема не приспособлена для работы в режиме жестких переключений. Но для некоторых приложений с переключением на нулевом уровне напряжения (Zero Voltage Switching), когда MOSFET-транзистор включается в тот момент, когда другой MOS-FET работает в режиме диода, данная схема может быть экономически эффективна [4].
Рис. 4. Задержка dead time в схеме с одним драйвером
На рис. 5 показан пример управления n-канальным MOSFET с помощью импульсного трансформатора. Амплитуда управляющего импульса в этой схеме не чувствительна к изменению скважности импульсов, в отличие типовой схемы с импульсным трансформатором. Теоретически, скважность может быть любой. Но в реальной продукции наличие паразитных связей вносит ограничения на величину скважности. В момент подачи запирающего фронта импульса на затвор транзистор Qh разряжает емкость затвора. Rb является базовым сопротивлением для Qh. Малая емкость Cb используется для ускорения переключения Qh. (Rh1+Rh2) есть сопротивление затвора при включении, а Rh2 является сопротивлением затвора при выключении. Dz поддерживает напряжение между затвором и истоком в диапазоне от 0 до номинального напряжения диода Зенера.
Рис. 5. n-канальный MOSFET, управляемый через импульсный трансформатор
На рис. 6 представлен изолированный драйвер управления, который управляет и n-канальным, и p-канальным транзисторами при наличии одного импульсного трансформатора. n-канальный MOSFET использован в качестве верхнего ключа, в то время как p-канальный транзистор — нижнего ключа. Транзисторы применяются в схеме с общим истоком. Эта схема обеспечивает постоянное время задержки dead time, определяемое разницей времени между зарядом и разрядом входной емкости.
Рис. 6. Управление n-канальным и p-канальным MOSFET с помощью одного импульсного трансформатора
Поскольку импульсный трансформатор объемный и не обладает высокой надежностью, во многих схемах используются дорогостоящие изолированные драйверы с оптоизо-ляцией или с развязкой по току. Простейший метод обеспечения питания такой схемы — применение техники bootstrap, показанной на рис. 7. Пока транзистор M1 находится во включенном состоянии и напряжение на истоке M2 близко к 0, конденсатор Cb заряжается через диод Db и резистор Rb. В случае если напряжение «земли» верхнего драйвера опустится ниже референсного значения, схема драйвера может стать причиной отказа. Чтобы уменьшить такую возможность, добавляют резистор в цепь стока транзистора Mh.
Рис. 7. Управление схемой с n-канальными MOSFET с помощью специализированного драйвера
Данный метод используется преимущественно в автомобильных применениях, где вся нагрузка обычно подключается между ключом и общей «землей» на корпусе. Все ключи в автомобильных применениях располагаются в области положительного потенциала схемы. Для управления n-канальным MOSFET на очень низкой частоте импульсные трансформаторы или технику bootstrap применять невозможно. На рис. 8 показана схема, генерирующая напряжение на затворе выше входного напряжения цепи постоянного тока. Когда генератор прямоугольных импульсов устанавливает на выходе нулевое значение напряжения, диод Dc заряжает емкость накачки Cp. Когда выход генератора прямоугольных импульсов устанавливает положительное напряжение на уровне напряжения питания, диод Dd разряжает емкость Cp. Заряд передается на емкость Cd, которая является источником питания для схемы драйвера верхнего ключа.
Рис. 8. Низкочастотное управление n-канальным MOSFET с помощью «накачки» емкости
Как видно на рис. 9, p-канальные MOSFET требуют гораздо более простой схемы управления, нежели схема на рис. 8. В общем случае более простая схема является более надежной. Хотя p-канальные MOSFET имеют более высокое сопротивление канала в открытом состоянии и, как следствие, более высокую удельную стоимость, эта схема управления во многих случаях делает применение p-канальных MOSFET более экономически выгодным [4].
Рис. 9. Низкочастотное управление p-канальным MOSFET-транзистором
Выбор p-канальных и n-канальных MOSFET
Невозможно создать p-канальный силовой MOSFET, который имел бы такие же электрические характеристики, как и n-канальный MOS-FET. Поскольку подвижность носителей заряда в n-канальном силовом MOSFET в 2,5–3 раза выше, то для обеспечения одного и того же сопротивления в открытом состоянии Rds(on), размер кристалла p-канального MOSFET должен быть в 2,5–3 раза больше, по сравнению с n-канальным транзистором. Вследствие большей площади кристалла p-канальные MOSFET-транзисторы имеют меньшее тепловое сопротивление и более высокие значения допустимого тока. Но их динамические характеристики (емкость, заряд затвора и др.) зависят от размера кристалла.
На низких частотах переключений, при которых доминируют потери проводимости, p-канальный MOSFET должен иметь тот же уровень номинального тока ID25, что и n-канальный транзистор. Если два транзистора имеют одинаковый номинальный ток ID25, нагрев их кристаллов будет практически одинаков при одинаковой температуре корпуса и одинаковом токе. В этом случае оптимальный размер кристалла p-канального MOSFET составит уже 1,5–1,8 от размера кристалла n-канального транзистора.
На высоких частотах переключения, где доминируют динамические потери, p-канальный MOSFET должен иметь ту же величину заряда затвора, что и n-канальный транзистор. Если два транзистора имеют одинаковый заряд затвора и управляются одинаково, их динамические потери близки. В этом случае p-канальный MOSFET имеет тот же размер кристалла, что и n-канальный, но его номинальный ток ID25 может быть меньше, чем у n-канального.
Для работы в линейном режиме необходимо соответствие p-канального и n-канального транзистора по FBSOA (области безопасной работы) в реальном режиме. Это часто означает соответствие по номинальной рассеиваемой мощности ID25, но, кроме того, нужно обращать внимание на физическую способность транзистора работать в линейном режиме.
В реальных приложениях необходимо тщательно выбирать p-канальный MOSFET-тран-зистор по номинальному току ID25 или заряду затвора Qg. Приложений, в которых требуется одинаковое сопротивление в открытом состоянии Rds(on), не так много.
Примеры применения
Может быть, аудиоусилители являются наиболее популярной областью применения p-канальных MOSFET-транзисторов. На рис. 10а n-канальный MOSFET применен в качестве верхнего ключа (HS), а p-канальный — в качестве нижнего (LS). Выход аудиоусилителя как бы является в данном случае схемой истокового повторителя. Если коэффициент усиления по напряжению данной схемы равен 1, схема устойчива. На рис. 10б использован транзистор Дарлингтона в комбинации p-n-p- и n-канального транзисторов, вместо p-канального MOSFET. MOSFET включен по схеме с общим истоком, которая имеет большой коэффициент усиления по напряжению и обратную связь, контролируемую p-n-p-транзистором. То есть эта схема может быть неустойчива. После компенсации частотный диапазон этой схемы не может быть достаточен для передачи аудиосигнала высокого качества.
Рис. 10. Выходной каскад на MOSFET для аудиоусилителя:
а) n-канальный и p-канальный;
б) оба n-канальные
Аудиоусилитель класса AB
На рис. 11 показана схема аудиоусилителя класса AB, который имеет комплементарный выход на MOSFET-транзисторах, дифференциальный вход и схему смещения выходного каскада. Данная схема предлагает улучшенные характеристики по сравнению с эквивалентной схемой на биполярных транзисторах, а также позволяет существенно упростить схему управления.
Рис. 11. Схема аудиоусилителя класса AB [6]
Источник постоянного напряжения, выполненный на R7, R8, R9 и Q3, обеспечивает напряжение смещения Vb между затворами транзисторов Q5 и Q6. Конденсатор C5 удерживает заданную величину напряжения. Если напряжение база-эмиттер Vbe на транзисторе Q3 составляет порядка 0,6 В, R9 ≈ 10 KОм, R7 ≈ 100 KОм, напряжение смещения Vb будет Vb≈10 × Vbe≈6 В. Назначение этого напряжения — сместить напряжение на затворах Q5 и Q6, чтобы слегка приоткрыть их и обеспечить протекание тока покоя в выходном каскаде. Ток покоя снижает задержку при переходе напряжения в выходном каскаде через 0. Конденсаторы небольшой емкости C2 и C4 обеспечивают стабильность всей схемы.
Выходной каскад объединяет n— и p-канальные силовые MOSFET (Q5 и Q6), соединенные последовательно между терминалами положительного (+Vdd) и отрицательного напряжения (–Vdd). Стоки Q5 и Q6 соединены с выходными клеммами, к которым подключается нагрузка (громкоговоритель). Выходной каскад является, по сути, стоковым повторителем с коэффициентом усиления, очень близким к 1 (но чуть меньше 1), и выполняет функцию идеального источника напряжения. Его выходное напряжение практически нечувствительно к выходному току [6].
Оба транзистора MOSFET в схеме класса AB требуют наличия области безопасной работы FBSOA, поскольку работают в линейном режиме. Рассеиваемая мощность будет высока по той же причине.
Линейные регуляторы напряжения широко используются для обеспечения питания электронных устройств. Они имеют множество модификаций для различных приложений. Один из примеров применения показан на рис. 12. Резистивный делитель на R3 и R4 отслеживает изменение выходного напряжения и создает обратную связь по напряжению на положительный вход операционного усилителя U1. Инверсный вход операционного усилителя получает величину опорного напряжения с диода Зенера ZD1. Операционный усилитель обеспечивает напряжение управления на затворе p-канального MOSFET-транзистора Q1. Поскольку падение напряжения на MOSFET близко к 0, эта схема имеет широкий диапазон выходных напряжений.
Рис. 12. Линейный регулятор напряжения
Рассеиваемая мощность на транзисторе Q1 высока, поскольку она является функцией от разницы между входным и выходным напряжением и выходного тока. p-канальный MOS-FET-транзистор работает в линейном режиме и требует расширенной области безопасной работы FBSOA, которая присутствует в обоих семействах p-канальных MOSFET компании IXYS.
На рис. 13 показана схема зарядки и разрядки ячейки на литий-ионных (Li+) аккумуляторах. Один MOSFET используется для зарядки аккумуляторной батареи, а другой — для ее разрядки. Когда оба транзистора выключены, ячейка изолирована от окружающей среды и батарея защищена. В начале цикла зарядки может протекать постоянный ток, и MOS-FET будет работать в линейном режиме. Когда батарея достигнет определенного уровня напряжения, ток заряда должен быть снижен для достижения заданного уровня напряжения, и схема заряда должна начать работать при постоянном напряжении [7].
Рис. 13. Схема зарядки и защиты аккумуляторной батареи на p-канальном MOSFET [7]
На рис. 14 представлена типовая мостовая схема преобразователя с применением p-канальных MOSFET в верхнем ключе. Каждая фаза содержит один p-канальный и один n-канальный MOSFET. В режиме верхнего ключа p-канальный MOSFET может быть включен напряжением меньшего уровня, чем напряжение питающей шины верхнего ключа, поскольку он требует отрицательного напряжения затвор/исток Vgs. Важно, чтобы амплитуда этого напряжения была больше напряжения открытия транзистора Vgs (th). Это исключает необходимость внешних цепей bootstrap или накачки емкости, что упрощает требования к DC/DC-конвертору [5].
Рис. 14. Мостовой преобразователь с P-канальными MOSFET в верхнем ключе [3]
Обе схемы зарядки аккумуляторной батареи и мостового преобразователя на рис. 13 и 14 являются примерами приложений, требующих низкого Rds (on) и хороших переключательных характеристик, таких как низкий заряд затвора и низкая входная и выходная емкости.
Драйвер полевого транзистора из дискретных компонентов
Одно дело, когда для скоростного управления мощным полевым транзистором с тяжелым затвором есть готовый драйвер в виде специализированной микросхемы наподобие UCC37322, и совсем другое, когда такого драйвера нет, а схему управления силовым ключом необходимо реализовать здесь и сейчас.
В таких случаях нередко приходится прибегать к помощи дискретных электронных компонентов, которые есть в наличии, и уже из них собирать драйвер затвора. Дело, казалось бы, не хитрое, однако для получения адекватных временных параметров переключения полевого транзистора, все должно быть сделано качественно и работать правильно.
Весьма стоящая, лаконичная и качественная идея с целью решения аналогичной задачи была предложена еще в 2009 году Сергеем BSVi в его блоге «Страничка эмбеддера» (смотрите - Драйвер полевых транзисторов из хлама).
Схема была успешно протестирована автором в полумосте на частотах до 300 кГц. В частности, на частоте 200 кГц, при нагрузочной емкости в 10 нФ, удалось получить фронты длительностью не более 100 нс. Давайте же рассмотрим теоретическую сторону данного решения, и попробуем подробно разобраться, как эта схема работает.
Основные токи заряда и разряда затвора при отпирании и запирании главного ключа текут через биполярные транзисторы выходного каскада драйвера. Данные транзисторы должны выдержать пиковый ток управления затвором, а их максимальное напряжение коллектор-эмиттер (по datasheet) обязано быть больше чем напряжение питания драйвера. Обычно для управления затвором полевика достаточно 12 вольт. Что касается пикового тока, то предположим, что он не превысит 3А.
Если для управления ключом необходим ток более высокий, то и транзисторы выходного каскада должны быть более мощными (разумеется, с подходящей граничной частотой передачи тока).
Для нашего примера в качестве транзисторов выходного каскада подойдет комплиментарная пара - BD139 (NPN) и BD140 (PNP). У них предельное напряжение коллектор-эмиттер составляет 80 вольт, пиковый ток коллектора 3А, граничная частота передачи тока 250 МГц (важно!), а минимальный статический коэффициент передачи тока 40.
Для повышения коэффициента усиления по току в схему выходного каскада добавлена дополнительная комплиментарная пара слаботочных транзисторов КТ315 и КТ361 с максимальным обратным напряжением 20 вольт, минимальным статическим коэффициентом передачи тока 50, и граничной частотой 250 МГц — такой же высокой, как у выходных транзисторов BD139 и BD140.
В итоге на выходе получаем две пары транзисторов, включенных по схеме Дарлингтона с общим минимальным коэффициентом передачи по току 50*40 = 2000 и с граничной частотой равной 250 МГц, то есть теоретически в пределе скорость переключения может достигать единиц наносекунд. Но поскольку здесь речь идет об относительно продолжительных процессах заряда и разряда емкости затвора, то это время будет на порядок выше.
Управляющий сигнал необходимо подавать на объединенные базы транзисторов КТ315 и КТ361. Токи открывания баз NPN (верхних) и PNP (нижних) транзисторов должны быть разделены.
Для этого в схему можно было бы установить разделительные резисторы, но гораздо более эффективным для данной конкретной схемы оказалось решение с установкой вспомогательного блока на КТ315, резисторе и диоде 1n4148.
Функция этого блока — быстро активировать базы верхних транзисторов слаботочного каскада при подаче высшего напряжения на базу данного блока, и так же быстро через диод подтянуть базы к минусу, когда на базе блока появится сигнал низшего уровня.
Чтобы иметь возможность управлять данный драйвером от слаботочного источника сигнала с выходным током порядка 10 мА, в схему установлены слаботочный полевой транзистор КП501 и высокоскоростная оптопара 6n137.
При подаче управляющего тока через цепь 2-3 оптопары, выходной биполярный транзистор внутри нее переходит в проводящее состояние, причем на выводе 6 находится открытый коллектор, к которому и присоединен резистор, подтягивающий затвор слаботочного полевого транзистора КП501 к плюсовой шине питания оптопары.
Таким образом, когда на вход оптопары подается сигнал высокого уровня, на затворе полевика КП501 будет сигнал низкого уровня, и он закроется, тем самым обеспечив возможность для протекания тока через базу верхнего по схеме КТ315 — драйвер станет заряжать затвор главного полевика.
Если же на входе оптопары сигнал низкого уровня или сигнал отсутствует, то на выходе из оптопары будет сигнал высокого уровня, затвор КП501 зарядится, его стоковая цепь замкнется, а база верхнего по схеме КТ315 подтянется к нулю.
Выходной каскад драйвера начнет разряжать затвор управляемого им ключа. Важно учесть, что в данном примере напряжение питания оптопары ограничено 5 вольтами, а главный каскад драйвера питается напряжением 12 вольт.
Любите умные гаджеты и DIY? Станьте специалистом в сфере Internet of Things и создайте сеть умных гаджетов!
Записывайтесь в онлайн-университет от GeekBrains:
Изучить C, механизмы отладки и программирования микроконтроллеров;
Получить опыт работы с реальными проектами, в команде и самостоятельно;
Получить удостоверение и сертификат, подтверждающие полученные знания.
Starter box для первых экспериментов в подарок!
После прохождения курса в вашем портфолио будет: метостанция с функцией часов и встроенной игрой, распределенная сеть устройств, устройства регулирования температуры (ПИД-регулятор), устройство контроля влажности воздуха, система умного полива растений, устройство контроля протечки воды.
Вы получите диплом о профессиональной переподготовке и электронный сертификат, которые можно добавить в портфолио и показать работодателю.
Выбор драйвера для MOSFET (пример расчета по параметрам)
Управление затвором полевого транзистора — важный аспект в разработке любого современного электронного устройства. Например, когда в импульсном преобразователе используется только нижний силовой ключ, и решение принято в пользу использования индивидуального драйвера в виде специализированной микросхемы, необходимо решить задачу подбора подходящего драйвера, чтобы он смог удовлетворить следующим условиям.
Во-первых, драйвер должен будет обеспечить надежное открывание и закрывание выбранного ключа. Во-вторых, необходимо соблюсти требования относительно адекватной длительности переднего и заднего фронтов при коммутации. В-третьих, драйвер сам не должен перегружаться работая в схеме.
На данном этапе целесообразно начать с анализа данных из документации на полевой транзистор, и уже исходя из них определить, какими должны быть характеристики драйвера. После этого останется выбрать конкретную микросхему драйвера из предлагаемых на рынке.
Амплитуда управляющего напряжения — 12 вольт
В datasheet на полевой транзистор есть параметр Vgs(th) — это минимальное напряжение между затвором и истоком, при котором транзистор уже начнет потихонечку открываться. Обычно его величина находится в пределах 4 вольт.
Далее, когда напряжение на затворе поднимется примерно до 6 вольт, себя обязательно проявит такое явление как «плато Миллера», заключающееся в том, что в процессе открывания транзистора, из-за индуцированного воздействия падающего напряжения на стоке, емкость затвор-исток временно как бы увеличится, и хотя затвор продолжит получать заряд от драйвера, напряжение на нем относительно истока в течение какого-то времени дальше не повысится.
Однако после преодоления плато Миллера напряжение на затворе продолжит линейно нарастать, и ток стока линейно достигнет своего максимума как раз к тому моменту, когда напряжение на затворе составит примерно 7-8 вольт.
Поскольку процесс заряда любой емкости протекает по экспоненте, то есть в конце он всегда замедляется, то для более скорого заряда затвора, чтобы не затягивать процесс открывания транзистора, выходное напряжение драйвера Uупр принимают равным 12 вольт. Тогда 7-8 вольт — это будет как раз 63% от амплитуды, до которых напряжение будет расти почти линейно в течение времени равного 3*R*Ciss, где Ciss – текущая емкость затвора, а R – сопротивление на участке затвор-исток.
Полный заряд затвора Qg
Когда напряжение драйвера выбрано, в расчет принимают полный заряд затвора Qg. Это место компромисса между пиковым током драйвера Iмакс и временем открывания транзистора Tвкл. Сначала узнают полный заряд затвора Qg, который драйвер должен будет передавать затвору в начале каждого рабочего цикла ключа, а в завершении каждого цикла — снимать с затвора.
Полный заряд затвора найдем по графику из datasheet, где в зависимости от напряжения, которое изначально предполагается на стоке, Qg при 12 вольтах Uупр будет разным.
За какое время должен полностью заряжаться затвор — это на самом деле зависит или от того, какой длительности необходимо получить фронт открытия силового транзистора, или от того, какой имеется в распоряжении драйвер. Выбираемый драйвер должен будет иметь подходящие параметры Rise Time и Fall Time.
Но поскольку мы решили, что будем выбирать драйвер исходя в первую очередь из потребностей разрабатываемой схемы, то начинать расчет будем именно со времени, за которое транзистор должен будет полностью открыться (или закрыться). Разделим заряд затвора Qg на величину требуемого времени открытия (или закрытия) ключа Tвкл(выкл) - получим средний ток, выходящий из драйвера, проходящий через затвор:
Пиковый ток драйвера Iмакс
Так как в целом процесс заряда затвора протекает практически равномерно, то можно считать, что выходной ток драйвера снизится почти до нуля к моменту полного заряда затвора (до напряжения Uупр). Следовательно примем пиковый ток драйвера Iмакс равным удвоенному значению среднего тока: Iмакс=Iср*2, тогда драйвер точно не перегорит от перегрузки по выходному току. В итоге выбираем драйвер исходя из Iмакс и Uупр.
Если же драйвер уже имеется в нашем распоряжении, а Iмакс получился больше, чем пиковый ток драйвера. Просто разделим амплитуду управляющего напряжения Uупр на значение максимального тока Iмакс.драйвера.
По закону Ома получим значение минимального сопротивления, которое необходимо иметь в цепи затвора, чтобы ограничить ток заряда затвора величиной заявленного в datasheet пикового тока для имеющегося драйвера:
В datasheet бывает указано значение Rg – сопротивление участка затвор-исток. Его важно учесть, и если этой величины окажется достаточно, то тогда и внешнего резистора не нужно. Если же нужно еще более ограничить ток — придется добавить еще и внешний резистор. Когда добавлен внешний резистор, это скажется на времени открывания ключа.
Увеличенный параметр R*Ciss не должен привести к превышению желательной длительности переднего фронта, поэтому данный параметр необходимо вычислить.
Что касается процесса запирания ключа, то здесь расчеты ведутся аналогично. Если же необходимо чтобы длительности переднего и заднего фронтов управляющих импульсов отличались между собой, то можно поставить раздельные RD-цепочки на заряд и на разряд затвора, чтобы получить различные постоянные времени для начала и для завершения каждого рабочего цикла. Опять же важно помнить что выбираемый драйвер должен будет иметь подходящие параметры минимальных Rise Time и Fall Time, которые обязаны оказаться меньше требуемых.
Любите умные гаджеты и DIY? Станьте специалистом в сфере Internet of Things и создайте сеть умных гаджетов!
Записывайтесь в онлайн-университет от GeekBrains:
Изучить C, механизмы отладки и программирования микроконтроллеров;
Получить опыт работы с реальными проектами, в команде и самостоятельно;
Получить удостоверение и сертификат, подтверждающие полученные знания.
Starter box для первых экспериментов в подарок!
После прохождения курса в вашем портфолио будет: метостанция с функцией часов и встроенной игрой, распределенная сеть устройств, устройства регулирования температуры (ПИД-регулятор), устройство контроля влажности воздуха, система умного полива растений, устройство контроля протечки воды.
Вы получите диплом о профессиональной переподготовке и электронный сертификат, которые можно добавить в портфолио и показать работодателю.
Управление затвором MOSFET и IGBT, затворный резистор, шунтирующий конденсатор, защита затвора
Проектируя силовую часть импульсного преобразователя или подобного устройства, где в качестве силового ключа будет выступать мощный IGBT или MOSFET транзистор, важно правильно рассчитать цепь управления затвором, особенно если речь идет об управлении полупроводниковым ключом на высокой скорости, характерной для рабочих частот от сотен килогерц до 1 МГц.
Давайте рассмотрим методику такого расчета, а для примера возьмем не утрачивающий популярности на протяжении без малого 20 лет полевой транзистор IRFP460, обладающий, как известно, довольно «тяжелым» затвором.
Допустим, нам он нужен в качестве ключа нижнего уровня (с управлением от уровня земли), который будет управляться при помощи специализированного драйвера UCC37322, так же довольно известного и по сей день востребованного по своему прямому назначению. А напряжение управления затвором примем равным 12 вольт.
Пример расчета для рабочей частоты 1 МГц
Пусть рабочая частота проектируемого устройства составляет ровно 1 МГц, а управляющие импульсы имеют скважность 2 (коэффициент заполнения DC = 0.5). Теоретически это значит, что и рабочая длительность импульса, то есть продолжительность состояния когда ключ полностью открыт, должна на каждом цикле его работы составлять 500 нс.
Но на практике это время будет меньше, поскольку передний и задний фронты будут иметь не нулевую, а конечную длительность, обычно не более 100 нс. Это значит, что ключ будет полностью открыт в самом худшем случае на протяжении 300 нс, и здесь стоит задуматься над тем, а не уменьшить ли скважность… до 1,43, то есть может быть имеет смысл задать управляющим импульсам DC = 0,7. Однако это гипотетически худший вариант, так что на него пока опираться не станем.
На деле длительность фронтов непосредственно на затворе будет определяться возможностями драйвера и реальной емкостью затвора силового транзистора. Из документации на классический транзистор IRFP460 нам известна зависимость полного заряда, подаваемого на его затвор, от напряжения на затворе относительно истока.
Мы видим, что при 12 вольтах на затворе полный его электрический заряд находится в районе 160 нКл. Но здесь же понятно, что заряд этот накапливается емкостью затвора нелинейно, так как в районе 4-5 вольт находится так называемое плато Миллера, где на емкость затвора начинает действовать еще и емкость сток-затвор. Поэтому в самом начале общая емкость затвора минимальна и заряд накапливается затвором с наибольшей скоростью, затем заряжается динамическая емкость Миллера, и после этого заряд затвора нарастает опять линейно, но медленнее чем в самом начале.
Затворный резистор и реальный фронт при открытии
Итого, ток в процессе заряда затвора нарастает далеко не по экспоненте, значит имеет смысл просто ограничить этот ток сверху предельным значением для драйвера UCC37322 при помощи затворного резистора. Поскольку для данного драйвера максимальный пиковый ток по документации составляет 9 ампер, то при 12 вольтах питающего напряжения минимальное значение затворного резистора по Закону Ома получается 1,333 Ом. Принимаем стандартное 1,5 Ом.
Из документации на полевик IRFP460 известно, что при 7,5 вольтах между затвором и истоком, данный транзистор уже точно полностью открыт. Посчитаем усредненную емкость затвора, разделив заряд затвора при 7,5 вольтах на нем, на эти самые 7,5 вольт. Получим 110 нКл/7,5 = 14,5 нФ.
Эту емкость можно принять для оценки временных характеристик в переходном процессе заряда затвора от 12 вольтного драйвера через принятый нами затворный резистор номиналом 1,5 Ом. 7,5 вольт — это практически 63% от 12. Получается произведение R*C – есть как раз время фронта в процессе открытия нашего полевика - 22 нс. Неплохо. Резистор на 1,5 Ом в качестве затворного подходит.
Теперь выясним мощность необходимого затворного резистора. На данном резисторе при открытии и при закрытии транзистора будет рассеиваться энергия, равная энергии, накапливаемой в конденсаторе, образованным емкостью затвор — исток. То есть 14,5 нФ при 12 вольтах. Это CU 2 /2 = 1,044 мкДж при заряде затвора и столько же при его разряде, и так 1000000 раз в секунду (т. к. рабочая частота у нас по условию 1 МГц). Итого 2 Вт.
Выбираем резистор 1,5 Ом на 2 Вт в качестве затворного. Можно взять 2 штуки по 3 Ома в параллель, чтобы не сильно грелись. Кстати, из данного расчета получается, что и мощность, расходуемая на управление полевиком составит 2 Вт.
Шунтирующий конденсатор драйвера
Теперь нужно определиться с шунтирующим конденсатором. Данный конденсатор необходим для быстрой отдачи заряда через драйвер - на затвор полевика. Если в качестве такового использовать электролитический конденсатор большой емкости, то он создаст для импульсов тока столь высокой частоты малое сопротивление, через него будет течь слишком большой импульсный ток, что недопустимо для электролита. Поэтому параллельно электролиту всегда ставят пленочный конденсатор небольшой емкости. Он сможет легко и быстро отдавать заряд, перезаряжаться, при этом не будет перегреваться.
Известно, что I = C*(U1-U2)/t. Значит C = It/(U1-U2). U1-U2 = 0,12 В, t = 66 нс, I = 4,5 А. Отсюда находим что Сmin = 2,5 мкф. Примем емкость пленочного шунтирующего конденсатора равной 3 мкф. Параллельно ему уже можно поставить танталовый или обычный электролитический на значительно большую емкость, чтобы драйверу было комфортнее работать.
Защита затвора полевика и выходного каскада драйвера диодами Шоттки
При высоких рабочих частотах неизбежны емкостные наводки на затвор. Поэтому затвор, а также выход драйвера стоит защитить диодами Шоттки на предельное напряжение большее удвоенного напряжения питания драйвера.
Например 1N5822 – на максимальное обратное напряжение 40 вольт и ток 3А. Если напряжение на затворе в кокой-то момент превысит напряжение питания, заряд просто перетечет в шунтирующий конденсатор. В данных условиях напряжение на затворе не превысит выбранных для нашей схемы 12 вольт.
Любите умные гаджеты и DIY? Станьте специалистом в сфере Internet of Things и создайте сеть умных гаджетов!
Записывайтесь в онлайн-университет от GeekBrains:
Изучить C, механизмы отладки и программирования микроконтроллеров;
Получить опыт работы с реальными проектами, в команде и самостоятельно;
Получить удостоверение и сертификат, подтверждающие полученные знания.
Starter box для первых экспериментов в подарок!
После прохождения курса в вашем портфолио будет: метостанция с функцией часов и встроенной игрой, распределенная сеть устройств, устройства регулирования температуры (ПИД-регулятор), устройство контроля влажности воздуха, система умного полива растений, устройство контроля протечки воды.
Вы получите диплом о профессиональной переподготовке и электронный сертификат, которые можно добавить в портфолио и показать работодателю.
Вы публикуете как гость. Если у вас есть аккаунт, авторизуйтесь, чтобы опубликовать от имени своего аккаунта.
Примечание: Ваш пост будет проверен модератором, прежде чем станет видимым.
Последние посетители 0 пользователей онлайн
Объявления
Топ авторов темы
Cahes 6 постов
o_l_e_g 3 постов
IMXO 15 постов
Дмитрий Мамедиев 22 постов
Популярные посты
нет не эту. mosfet.pdf
o_l_e_g
В принципе, 816-817 должны нормально работать в драйвере, порядка 100-150 кГц, при нормальных токах сатурации-десатурации их баз.
Изображения в теме
Сначала начал тупить - пятится назад разворачивается и так постоянно, но потом работал нормально год или полтора. В этот раз тоже начал так же себя вести. Думаю, поставлю на зарядку, может "одумается". Позже подхожу смотрю моргает постоянно красная лампочка и на малейшую долю на переднем фронте загорания красного синяя, ни на что не реагирует. Датчики протирал, колёса не клинят (пробовал внешним ЛБП) аккумулятор при трёх банках 18650 на ХХ - 11 вольт. Под хорошим увеличительным стеклом просмотрел плату, ничего криминалаьного не заметил, разъёмы перетыкал. Куда дальше копать не знаю, разве что оптопары проверять, но это надо небольшой стендик на коленке сделать. Может кто-то есть кто сталкивался или авторизован в Филипс ? Мужики выручайте, без "Бобика" дома бардак будет (жены нет))))
Могу предположить, что вы нашли не ту точку сведения --- их может быть несколько. Попробуйте подгибать обмотки в другом месте и подальше от города( на всякий случай))
Читайте также: